Selbstbau-TRX

TRX-Chassisunterseite

Mit dem Selbstbau, Entwicklung des Konzepts, Erprobung einzelner Module und Optimierung des Zusammenspiels aller Komponenten, wird Amateurfunk so richtig spannend. Geradlinig war dieser Prozess nun wirklich nicht - sollte er auch nicht sein. Der Weg war das Ziel. Seit den Anfängen im Jahr 2007 wurden so gut wie alle Teile mehrfach verbessert und ausgetauscht. Der modulare Aufbau machte dies mög­lich.

Da der endgültige Platzbedarf der einzelnen Module zu Anfang noch nicht feststand, wurde ein 19 Zoll-Gehäuse (3 HE, 132 mm hoch) gewählt [1]. Die Frontplatte wurde aus 2mm Alu hergestellt. Mit der Komplettierung zum TRX wartet auf die Frontplatte noch ein Finish mit Lackierung und Beschriftung. Das Innenleben (Stand Dez. 2011) zeigt obiges Bild.

Alle Module bis auf die RX/TX-Umschaltung sind in Schubert-Gehäusen untergebracht, im obigen Bild mit entfernten Deckeln.

Updates 2016:
2.1  RX-Frontend: TX-Vorverstärker
2.2  LO-Firmware zur Kommunikation mit dem Antennentuner

2.6  ZF-Verstärker und AGC
3.2  Mic-Verstärker und VOX (nun ohne Kompressor SSM2167)
3.3  PA: PIN-Diodenabschwächer und Mute für Antennentuner (neu)
3.8  Antennenrelais (neu)
3.9  Intermodulationsmessungen (neu)

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1 Schaltungskonzept

TRX Blockschaltbild

Abb. 1.1: Schaltungskonzept

Die Frequenzaufbereitung folgt dem altbewährten Konzept mit einer 9 MHz-Zwischenfrequenz. Zu Anfang, noch Neuling, habe ich Anleihen bei QRPproject [2], Black Forest und Speaky genommen. Der PLL-LO wollte aber nie so richtig gelingen. Da ich noch keine Ahnung von der Programmie­rung von Micro-Controllern hatte, diente ein Clapp-VFO (5-5,5 MHz) mit Diodenabstimmung und DAFC als erstaunlich frequenzstabile Signalquelle. Ein im ARRL-Handbook 2006 veröffentlichter PLL-LO [3] funktionierte zwar deutlich besser, hatte aber auch noch zu viele Pfeifstellen. Schließ­lich brachte ein LO mit dem Si570 den endgültigen Durchbruch.

Wer zu früh startet, hat mehr Mühe. Bei Jörn, DK7JB [1], kann man gerade beobachten, wie aus beeindruckend gründlichen Versuchen und Messungen ein neuer Selbstbau-TRX entsteht: Jörn stellt sein Bastelbuch "Eigenbau-TRX-2012" als pdf zur Verfügung. Congrats! Das ist einmalig. Hätte es das schon damals gegeben, als ich mit meinem TRX begann! Ironie der ganzen Geschichte: Jörn hat sich auch auf meiner Website umgeschaut. Genau so geht Amateurfunk.

In [2], zweite Zeile, hat Chris Hirt, OE3HBW, die bedeutendsten Beispiele in einer Hall of Fame des TRX-Selbstbaus versammelt.

TRX-Selbstbau, Referenzen

[1]  http://www.bartelsos.de/dk7jb.php/selbstbau-trx-2012/
[2]  http://www.qth.at/oe3hbw/Projects/HGCR2010/HGCR2010.htm
       http://www.qth.at/oe3hbw/Projects/HGCR2010/references.htm

 

2 Der RX-Signalpfad

RX-Frontend

  • Das Antennensignal passiert zunächst das auch von der PA genutzte Tiefpassfilter.
  • Wahlweise können ein 6- und ein 12 dB-Abschwächer eingeschleift werden, um den Mischer zu entlasten.
  • Je Amateurband vorgesehene Bandfilter werden vom LO aus geschaltet.
  • Ein ZF-Notchfilter verhindert ein Durchschlagen der ZF-Frequenz.
  • Schwache Signale, gerade in den oberen Bändern, kann ein Vorverstärker anheben.

H-Mode-Mischer

  • Wegen der Großsignalfestigkeit wurde ein H-Mode-Mischer gewählt. Statt mit Dioden wird hier mit MOSFET-Schaltern gemischt.
  • Ein Diplexer zusammen mit einem mit vier parallel geschalteten JFETS realisierten Verstärker sorgt für eine saubere Anpassung und für die Isolation gegen die Impedanz­sprünge des nachfolgenden Quarzfilters.

Local Oscillator (VFO)

  • PLL-LO's haben sich als untauglich erwiesen, DDS-LO's waren mir zu kompliziert. Die Erlösung brachte der Si570, auch wenn er weitläufig nur in SDR-Projekten eingesetzt wird.
  • Der Si570 wird von einem ATMEL Atmega32-Controller gesteuert. Programmierung in BASCOM. Damit ist es auch gelungen, dem Si570 das Knacken beim Abstimmen fast vollständig abzugewöhnen.
  • Der Controller schaltet ebenfalls über eine I2C-Zweidrahtleitung die Bandfilter im Frontend und die PA-Tiefpassfilter.

CW-/SSB-Quarzfilter

  • Die mit Relais schaltbaren Quarzfilter sind mit billigen 8.8672 MHz-Quarzen realisiert. Sie werden wahlweise in den RX- oder den TX-Zweig geschaltet.
  • CW-Filter: 6 Quarze, Charakteristik Linear Phase 0,5 dB
    620 Hz @ -6 dB, 1.900 Hz @ -60 dB, Shape Faktor 3,03
    Durchlassdämpfung 5,7 dB
  • SSB-Filter: 8 Quarze, Charakteristik Chebyshev 0,1 dB
    2.450 Hz @ -6 dB, 4.230 Hz @ -60 dB, Shape Faktor 1,72
    Durchlassdämpfung 1,4 dB

RX/TX-Umschaltung des Quarzfilters

  • RX: Schaltet das Empfangssignal vom Mischer/Quarzfilter auf den ZF-Verstärker.
  • TX: Schaltet das DSB-Signal vom Modulator auf das Quarzfilter zum Mischer.

ZF-Verstärker

  • Breitbandverstärker mit ungeregelter Gesamtverstärkung 66 dB, Ausleitung des ZF-Signals für die HF-gesteuerte AGC.
  • Erst vor dem Verstärkerausgang ein vierpoliges Quarz-Noise-Filter zur Reduzierung des Breitbandrauschens vor dem Produktdetektor.
  • Regelung (AGC) mit PIN-Dioden. 

AGC-Verstärker

  • Leitet die Regelspannung für die PIN-Diodenabschwächer im ZF-Verstärker aus der NF und der ZF ab.
  • Ansprechschwellen für die ZF- und die NF-Regelung sind in einem weiten Bereich einstellbar.
  • Es ist zusätzlich eine Handregelung möglich, auch kann die AGC abgeschaltet werden. Aus der Regelspannung wird das Signal für ein S-Meter zur Verfügung gestellt.

BFO und Produktdetektor

  • Der BFO in Colpitts-Schaltung verwendet zwei parallel geschaltete Quarze, die je nach Betriebsart (RX/TX und CW/SSB) über Kapazitätsdioden auf die Sollfrequenz gezogen werden.
  • Für den Produktdetektor gibt es auch mal eine einfache Lösung: einen NE612 in Standardschaltung.  

NF-Band- und Notchfilter

  • Mangels verfügbarer besserer Alternativen mit DSP gibt es auch hier eine einfache Lösung mit aktiven OpAmp-Filtern.
  • Der Filter erlaubt Einstellungen als engen Bandpass oder als Bandsperre, deren Mittenfrequenz über das NF-Spektrum geschoben werden können. Somit können Nutzsignale, z.B. CW, selektiv angehoben bzw. Störsignale abgeschwächt werden.

NF-Verstärker

  • Das NF-Signal durchläuft zunächst ein Bandpassfilter (300 bis 3.000 Hz @ -3dB).
  • Der Lautsprecherverstärker mit einem TBA 820 kann 1 Watt abliefern.
  • Ein CW-Ton kann eingeblendet werden. Der RX-NF-Eingang kann stumm geschaltet werden.

2.1 RX-Frontend

1   Das Frontend in der Gesamtsicht

Frontend, Blockschaltbild

Abb. 2.1.1:  Gesamtes Frontend

Das Frontend ist modular mit Steckkarten aufgebaut, die Ausführung zeigt Abb. 2.1.2.
Module von rechts nach links :

  • RX-Zweig: Nach dem Antenneneingang schaltbarer 6-/12-/18 dB-Abschwächer
    TX-Zweig: 10 dB-TX-Vorverstärker zum Ausgang TX out
    RX-/TX Umschalter
  • Bandfilter mit insgesamt 8 Steckkarten und Band switch, Umschaltung per I2C vom LO aus
  • ZF-Notchfilter und 6 dB-RX-Vorverstärker.

Hier wird die Revision 1 von Juni 2012 des Frontends [2] vorgestellt. Es waren doch noch einige Verbesserungen erforderlich.

Frontend im Gehäuse

Abb. 2.1.2: Frontend-Steckkarten im Gehäuse

Alle Steckkarten und das Motherboard sind in doppelseitig kaschiertem FR4 ausgeführt, Rückseite als durchgehende Massefläche mit diversen Bohrungen für eine Durchkontaktierung.

2   Grundkonzept

Ursprünglich angeregt vom Konzept des Pic-A-Star von Peter Rhodes, G3XJP [3], weiterhin vom modularen Aufbau von Martein Bakker, PA3AKE, [4], sollte das Frontend des vorhandenen RX komplett neu entworfen werden. Auf den ersten Blick sind die in beiden Konzepten verwendeten Bandfilter ähnlich. Der "kleine" Unterschied besteht in den Shunt-Kondensatoren an den Enden der Bandfilter bei PA3AKE. Diese bewirken eine Impedanztransformation, so dass die Induktivitäten und damit die Spulenverluste insbesondere in den unteren Bändern geringer sind. ELSIE [5] lässt die Berechnung solcher Bandfilter nicht zu. Freundlicherweise ermöglichte mir Markus Hansen, VE7CA [6], den Zugang zu seiner Design-Seite für Berechnungen. Mehrere Filter vom Typ Chebyshev mit 0,1 dB Ripple wurden berechnet, aufgebaut und getestet. Das Ergebnis war entmutigend. Alle Filter zeigten unbeeindruckt aller Abgleichmaßnahmen eine Welligkeit im Durchlassbereich von bis zu 1,5 dB. Die parallel zu den Shunt-Kondensatoren unvermeidbare Streukapazität, hier die Koax-Kabel zum NWT, hatte offenbar Fehlanpassungen zur Folge. Prinzipiell wäre dies durch Optimieren der bereits reduzierten Werte der Shunt-Kondensatoren zu kompensieren gewesen, was aber zu umständlich erschien, zumal der Einfluss der zuschaltbaren Module vor und hinter dem Bandfilter noch zu untersuchen gewesen wäre. Die traumhaften Werte von PA3AKE waren auf alle Fälle nicht zu erreichen. Dennoch, die Ausarbeitung von PA3AKE ist lesenswert.

Im Frontend gibt es eine Menge zu schalten. Frage ist, wo elektronische Schalter und wo Relais Vorteile ausspielen können. Der Einsatz von HF-Schaltdioden wurde erst gar nicht in Betracht gezogen. Peter Rhodes, G3XJP, schaltet im Pic-A-Star praktisch alles mit den CMOS Bus switches FST3125/3126. Daneben werden sie auch im H-Mode-Mixer verwendet. Daher wurde vorab das Durchlass- und Sperrverhalten eines solchen CMOS-Schalters mit dem Netzwerktester untersucht. Ergebnis in Abb. 2.1.3.

Bus switch Messanordnung

Abb. 2.1.3: Messanordnung für den NWT, hier Durchgang "Ein".

Messergebnis Bus switch

Abb. 2.1.4: Durchlass- und Sperrverhalten eines FST3126-CMOS-Schalters.

Mit einem Durchlasswiderstand nach Datenblatt von 4Ω zeigt sich in der 50Ω-Umgebung des Netzwerktesters eine Durchlassdämpfung von ca. 0,6 dB zwischen 1 und 35 MHz. Bei 40 MHz sind es schon 1 dB. Die Sperrdämpfung zeigt ein typisches Kondensatorverhalten, z.B. 33 dB bei 30 MHz. Das ist besser als ein offener Relaiskontakt.

Umschalter benötigen eine Ansteuerlogik mit zusätzlichem Platzbedarf auf der Platine, und sei es nur das Negieren mit einem NPN-Transistor. Hier sind Subminiaturrelais im Vorteil. Ergebnis dieser Betrachtung: Alle Schalter, die nur sporadisch zu betätigen sind, z.B. Abschwächer und Bandfilter, werden altmodisch mit Relais ausgestattet. Lediglich die permanent zu betätigende Sende-Empfangsumschaltung erhält einen geräuschlosen elektronischen Schalter. Die FST3125 / CBT3125 sind z.B. bei Mouser, Farnell und Digikey zu haben.

Nachfolgend werden die einzelnen Module in der Reihenfolge von der Antenne bis zum Mischer beschrieben.

3   RX-Abschwächer, RX/TX-Umschalter und TX-Vorverstärker

Das Empfangssignal durchläuft von der Antenne (Anschluss 8 in Abb. 2.1.5) wahlweise zuschaltbare 6 und 12 dB-Abschwächer und den RX/TX-Umschalter zum Anschluss 2 (Bandfiltereingang). Die Zuschaltung der Abschwächer erfolgt mit Omron G6H-2-Relais, über deren Kontakte jeweils ein geringer Strom zur Reinigung geführt wird.

Frontend Eingangsteil, RX/TX-Umschaltung

Abb. 2.1.5: RX-Abschwächer, RX/TX-Umschalter und TX-Vorverstärker

Auch wenn bei der Bandfilterumschaltung Relais statt der CMOS-Bus switches [3] gewählt wurden, kommen letztere bei der RX/TX-Umschaltung entgegen der Version in [2] nun doch zum Einsatz, um die Sende-Empfangsumschaltung vollends geräuschlos hinzubekommen. Zur Wahl standen FST3126 wie im PicAStar [3] oder Pin-kompatible FST3125. Sie unterscheiden sich in der Ansteuerlogik. FST3126 haben positive Logik (Schalter schließt bei positiver Steuerspannung), FST3125 haben negative Logik (Schalter öffnet bei positiver Steuerspannung). Da die FST3125 auch im H-Mode-Mixer eingesetzt werden, sollte es auch hier dabei bleiben. Im RX-Zweig sind drei der vier CMOS-Schalter parallel geschaltet, um Signalverluste zu minimieren.

Das Sendesignal gelangt vom Anschluss 2 (Bandfilterausgang) über den RX/TX-Umschalter zum TX-Vorverstärker. Der Verstärker wurde nach W7ZOI mit dem Excel-Programm (an anderer Stelle auf dieser Website) für einen Collectorstrom von ca. 10 mA berechnet. Die Gesamtverstärkung einschl. 6dB-Abschwächer beträgt ca. 13 dB, Abfall bei 1 MHz auf ca. 11 dB. Mit dem 6dB-Pi-Glied am Verstärkerausgang wird ein sauberer 50Ω-Abschluss erreicht. Der Ausgangstransformator ist mit 9 bifilaren Windungen auf einem FT23-43 zugunsten der hohen Bänder ausgelegt, da die PA dort schon etwas schwächelt. Wer Wert auf eine bessere Verstärkung im 160 m-Band legt, wickelt besser 10 Windungen.

Update 10.03.2016:
Der TX-Preamplifier (Abb. 2.1.5, T6) ist etwas schwachbrüstig, um die PA voll auszusteuern. Er wurde durch einen zweistufigen Verstärker ersetzt. Beschreibung einschl. PCB im Download.

4   Die Bandfiltergruppe

Das Design entspricht dem von G3XJP [3]. Berechnungen gehen mit ELSIE [5] (Option Mesh capacitor-coupled bandpass) komfortabel von der Hand. Die Filter haben Chebyshev-Charakteristik mit 0,01 dB Ripple. 0,1 dB-Ripple-Filter hätten den Vorteil einer etwas höheren Flankensteilheit, was aber auch mit einer höheren Durchlassdämpfung erkauft werden muss.

Bandfiltergruppe

Abb. 2.1.6: Schaltung der Bandfiltereinheit

Die Schaltung (Abb. 2.1.6) zeigt oben das 160 m-Filter im Detail. Die restlichen Filter sind bis auf andere Bemessungen der Bandpässe (L1 bis L3 und C1 bis C5) identisch. Über die Relais an den Ein- und Ausgängen wird jeweils ein Filter in den Übertragungsweg geschaltet. Alle anderen liegen im Ruhezustand auf Masse. Die Widerstandsketten R1 bis R3 und R4 bis R6 an den Anschlüssen 3 und 10 lassen einen geringen Strom über die Kontakte zur Reinigung fließen. Entsprechend der Detaildarstellung für 160 m ist jedes Bandfilter auf einer Steckkarte untergebracht. Die grau hinterlegten eingerahmten Ziffern geben die jeweiligen Kontaktnummern auf den Steckkarten und dem Motherboard an.

Die in der unteren Hälfte von Abb. 2.1.6 eingerahmte Band switch-Einheit sitzt ebenfalls auf einer eigenen Steckkarte. Der PCF8574A setzt seriell I2C (SCL und SDA) vom AVR im VFO auf parallel 8 Bit um (P0 bis P7), die ihrerseits den ULN2803 zum Durchschalten der Relais ansteuern. Alle Bauteile außerhalb der grau hinterlegten Steckkarten befinden sich auf dem Motherboard. Die Drosseln und Abblockkondensatoren verhindern das Übersprechen der Bandfilter-Ein- und Ausgänge über die Zuleitungen. Doppelte Steckkontakte verbessern das "Stehvermögen" der Karten, insbesondere aber die Masseverbindungen zum Motherboard.

Statt der TOKO-Spulen im Pic-A-Star standen nur Ringkerne aufgrund der höheren Güte und damit geringeren Durchlassdämpfung zur Diskussion. Für die von PA3AKE wegen des besseren IMD-Verhaltens eingesetzten T80- bzw. T94-Kerne war kein Platz (aus meiner Sicht schon ein wenig Overkill). Es wurden T68-Kerne mit reichlich Platz für stärkere Drähte gewählt. Immerhin, das schon im Vorläufer verwendete Steckkartenkonzept wurde wie bei PA3AKE beibehalten. Als Kondensatoren kamen Styroflex (große Kapazitäten) [7] und keramische COG/NP0, sowohl bedrahtet als auch SMD 1206 [8], zum Einsatz. KERKO's zweifelhafter Herkunft scheiden grundsätzlich aus. Ein Ausmessen der Shunt-Kondensatoren C4/C5 ist absolut notwendig. Die keramischen Trimmer [8] sind stehende (gewinkelte) Ausführungen im Raster 5/2,5 mm, um einen Abgleich auch im eingebauten Zustand zu ermöglichen.

17+15m-Bandfilter Oberseite

Abb. 2.1.7: 17+15m-Bandfilter

17+15m-Bandfilter Rückseite

Abb. 2.1.8: Bandfilter Rückseite

Obwohl der VFO über I2C alle 10 Kurzwellenbänder schalten könnte, wurden aus Platzgründen nur acht Filter vorgesehen. Wie im Pic-A-Star teilen sich die benachbarten Bänder 17+15 m sowie 12 + 10 m jeweils ein recht breites Bandfilter. Ob sich dieses Konzept in Bezug auf die Spiegelfrequenz-unterdrückung bewährt, muss sich noch herausstellen.

Die Durchlassdämpfung nimmt mit kleiner Bandbreite zu. Es wurde daher ein Kompromiss zwischen Bandselektion und Dämpfung gesucht, so dass alle Filter deutlich breiter als die jeweiligen Bänder ausgelegt sind. Die Berechnungsergebnisse (Chebyshev 0,1 und 0,01 dB Ripple) sind in einer Excel-Mappe im Download zusammengefasst.

5   ZF-Notchfilter und RX-Vorverstärker

Nachdem im RX-Zweig das Antennen-Signalspektrum auf das gewünschte Band eingegrenzt ist, folgt noch die wahlweise Verstärkung ggf. zu schwacher Signale insbesondere in den höheren Bändern.

ZF-Notchfilter & RX-PreAmp

Abb. 2.1.9: ZF-Notchfilter und RX-Vorverstärker

Wie das Bandfilter wird dieses Modul in beiden Richtungen betrieben. Das ZF-Notchfilter ist immer im Signalweg (RX vom Bandfilter und TX vom Mischer). Im RX-Betrieb kann wahlweise ein ca. 6 dB-Norton-Verstärker eingeschleift werden. Die Gegenkopplung erfolgt über die Wicklung 1a-1b des Ausgangstransformators ("noiseless Norton Amplifier"). Das Wickelschema für den Doppellochkern ist in Abb. 2.1.9 angegeben. Beim Anschluss sind die mit Punkten gekennzeichneten Phasen zu beachten. Bei Falschpolung hat man einen Oszillator.

6   Messergebnisse

Zunächst war die Frage zu klären, ob sich der BUS switch FST/CBT3125 tatsächlich als Signalschalter für HF bewährt, d.h. geringe Durchlass- und hohe Sperrdämpfung. Die IMD-Festigkeit wurde nicht gemessen.

Durchgangsmessung RX-Eingang

Abb. 2.1.10: Der RX-Eingang, Schaltung Abb. 2.1.5.

In Stellung "Durchzug" (Abschwächer überbrückt) liegt die Einfügedämpfung bis zum Anschluss 2 (Eingang zum Bandfilter, Abb. 4) im Bereich 1 bis 40 MHz zwischen 0,2 und 0,6 dB. Die Sperrdämpfung (+12V TX an Anschluss 9 in Abb. 4 aktiviert) startet mit 55 dB bei 1 MHz, beträgt 44 dB bei 15 MHz und landet mit 35 dB bei 40 MHz. Das alles ist recht ordentlich.

Die Abschwächer liefern 6 +/- 0,2 bzw. 13 +/- 0,2 dB im Bereich 1 bis 40 MHz, wobei die Schwankungsbreite hauptsächlich aus der Anzeigequantisierung des NWT herrührt.

Der TX-Vorverstärker kann bis zu ca. 5 dBm (~ 1,1 Vss an 50 Ohm) am Scope beurteilten sauberen Sinus abliefern. Die Verstärkung einschl. -6 dB-Pad beträgt zwischen 5 und 40 MHz ca. 13 dB, bei 1 MHz ca. 11 dB. Mit 10 statt 9 Windungen des Ausgangsübertragers könnte der niederfrequente Abfall angehoben werden. Das trifft auf die ursprüngliche, in Abb. 2.1.5 gezeigte Version zu. Die Daten zur Update-Version 2016 sind im Download zu finden.

Messung TX-Preamp

Abb. 2.1.11: Gesamtverstärkung des TX-Vorverstärkers, Schaltung Abb. 2.1.5.

Die nachfolgenden Durchlasskurven zeigen die Ergebnisse nach Einbau in das Frontendgehäuse und Abgleich beispielhaft für 80 m und das Kombi-Filter 12+10 m. Bis auf die relativ schmal aus-gelegten 30- und 40 m-Filter mit Durchlassdämpfungen von 3,3 bzw. 4,1 dB liegen die anderen Filter bei ca. 1 bis 2,7 dB. Der Abgleich mit den drei Trimmern erwies sich mit etwas Geduld dank NWT als problemlos. Der mittlere Trimmer beeinflusst die Mittenfrequenz, mit den beiden äußeren lässt sich der Durchlassbereich optimieren. Die Messergebnisse aller Filter sind in einer Excel-Mappe im Download zusammengefasst.

Filterresponse 80m schmal

Abb. 2.1.12: 80 m Nahbereich, Einfügedämpfung (Marker) 1,0 dB

Filterresponse 80m breit

Abb. 2.1.13: 80 m Weitbereich, mit 9 MHz-Notch in der oberen Flanke

Filterresponse 12+10m schmal

Abb. 2.1.14: 12+10 m Nahbereich, Einfügedämpfung (Marker) 1,6/1,4 dB

Filterresponse 12+10m breit

Abb. 2.1.15: 12+10 m Weitbereich, mit 9 MHz-Notch in der unteren Flanke

Referenzen

[1] Georg Latzel, VFO für 160 bis 2 m mit Silicon Labs Si570, Amateurfunk Sonderheft 2011
[2] Georg Latzel, Ein Kurzwellen-Frontend zum Si570-VFO, Amateurfunk Sonderheft 2012
[3] Peter Rhodes, G3XJP, Pic-A-Star, http://www.tracey.org/wjt/temp/picastar-all.pdf
[4] Martein Bakker, PA3AKE, http://www.xs4all.nl/~martein/pa3ake/hmode/bpf_intro.html
[5] Tonne Software, ELSIE, http://tonnesoftware.com/elsie.html
[6] Markus Hansen, VE7CA, http://www.ve7ca.net/
[7] z.B. http://de.farnell.com/
[8] (mit etwas Glück, passende Teile zu finden) http://www.oppermann-electronic.de/
[9] http://www.reichelt.de/

2.2 Local Oscillator (VFO)

Firmware Update V3.10 (19.09.2016)
Firmware Update V3.05 (12.10.2014)
Firmware Update V2.02 (12.10.2014)
Firmware Update V3.04 (10.10.2014)

Firmware Update V3.03 (07.12.2013)

Der VFO mit dem Si570 erlaubt eine Feinabstimmung ohne die vom Si570 bekannten Knackgeräusche ("smooth tuning"). Zugegeben, große Frequenzänderungen quittiert der Chip hörbar, aber in Anbetracht des gegenüber herkömm­lichen DDS-Schaltungen simplen Schaltungsaufbaus ist ein Einsatz des Si570 nicht nur in SDR-Projekten eine Überlegung wert. Da der Si570 mit I2C anzusteuern ist, wurde ihm ein Atmel ATmega32 zur Seite gestellt, der alle Steuerungs- und Anzeigefunktionen übernimmt. Idee war, den im aktuellen RX werkelnden modifizierten Black Forest Counter [3] durch den VFO zu ersetzen, womit die Abmessungen der Platine, passend zum 16x2-LCD, vorgegeben waren.

VFO eingebaut in Abschirmbox

Abb. 2.2.1: LO im Gehäuse, Platinenversion 1.00

Das Herzstück, der Si570

Der "Any-Rate I2C programmable XO/VCXO" [4] ist u.a. in [1] und [5] ausführlich beschrieben. Christian Hirt dokumentiert in [5] ausführlich seine offenbar langwierigen Experimente ("result of much blood, sweat and beers") mit dem Baustein einschließlich der Steuerungssoftware in BASCOM-AVR.

Diese Arbeiten ermunterten mich zu diesem Projekt, den vorhandenen voluminösen LO, be­stehend aus 5-5,5 MHz VFO mit DAFC, je Band XO's und VCO's, synchronisiert mit einem Mischer und einer PLL, zu ersetzen. Moderne DDS wie der AD9951 schieden von vorneherein aus, da die filigrane Struktur des IC die eigenen Lötfertigkeiten restlos überfordert hätten. Dagegen ist der Si570 wahrlich handlich.

Erste Versuche mit der Software von Christian [5] schlugen fehl. Es wurde nicht versucht, in der Software nach dem Fehler zu suchen. Im Internet fand sich ein zweites Programm "Si570 Freq select, terminal.bas" von Sid Knox, W7QJQ [9]. Das lief auf Anhieb ohne viel Blut, Schweiß und Bier, allerdings waren die besagten Knackgeräusche deutlich beim Abstimmen zu hören. Bei der Frequenz-programmierung des Oszillators (DCO) und der Teiler (HS_DIV und N1) wird der Ausgang für einige Millisekunden hörbar unterbrochen.

Im Datenblatt des Si570 [4] ist unter Ziffer 3.1 jedoch beschrieben, dass bei kleinen Frequenz­änderungen (+/- 3.500 ppm der aktuellen Ausgangsfrequenz) der DCO nur über ein im Verhält­nis der Frequenzänderung angepasstes RFREQ ohne Unterbrechen des Ausgangs neu pro­grammiert werden kann. Das verhindert das Knacken bei der Abstimmung ("smooth tuning"). Die Erweiterung des Programms von W7QJQ ließ die Geräusche tatsächlich verstummen - wesentliche Voraussetzung für den zu projektierenden VFO und Ermunterung, weiter zu machen.

Der Si570 ist in drei Versionen zu haben, z.B. [6],: CMOS bis 160 MHz, LVDS bis 215 MHz und VPECL bis 810 MHz. Im vorliegenden Fall hätte die CMOS-Version gereicht, es wurde jedoch dem LVDS wegen des besseren Phasenrauschens [4, 10] der Vorzug gegeben. Erkauft wird dies durch eine zusätzliche Anpassung des symmetrischen Gegentaktausgangs, hier durch einen einfachen Balun-Transformator mit einem BN 43-2402. Die damit erzielte unsymme­trische Ausgangsspannung von ca. 0,8 Vss reicht aus, den vorhandenen H-Mode-Mischer mit einem 74AC86 am Eingang auszusteuern. Für andere Mischer, z.B. IQ, kann der VFO wahl­weise eine vervielfachte Frequenz erzeugen (Faktoren 2, 4, 8), soweit dies der Frequenz­bereich zulässt, ggf. mit einer zusätzlichen Pegelanpassung.

LO Schaltplan

Abb. 2.2.2: LO-Schaltung

Die Schaltung

Tom Baier und Norbert Graubner kommen jeweils mit einem achtbeinigen ATtiny aus, der "nur" USB zu emulieren und die I2C-Steuerung des Si570 abzuwickeln hat. Hier sollten aber alle Funktionen eines eigenständig abstimmbaren VFO ohne PC und USB einschließlich Anzeige realisiert werden. Weiterhin sollte BASCOM-AVR zum Einsatz kommen. Die ersten Tests er­folgten mit einem ATmega16, der sich im weiteren Verlauf aber als zu klein erwies, so dass nun ein ATmega32 verwendet wird. BASCOM erzeugt einen ziemlichen Monstercode, das aber mit überschaubarem Programmieraufwand. Ist halt die Frage, wo man spart.

Weitere Maßgabe war, dass die Platine das Format des 16x2-LCD haben sollte (80x36mm, DisplayTech 162, z.B. [7] oder Äquivalent [8], - also Realisierung komplett in SMD. Heraus­gekommen ist ein Platinenmaß 80x38 mm.

Die I2C-Ansteuerung des Si570 erfolgt per BASCOM-Software-Emulation über PC2 und PC3. Vorteil dieser gegenüber der Hardware-Ansteuerung per SDA/SCL über PC0/PC1 ist die freie Auswahl der Ports, was sich beim Platinen-Layout als sehr praktisch erwies. SDA/SCL werden darüber hinaus zur Steuerung der Bandfiltergruppe und des PA-Tiefpasses über je einen PCF8574A über Steckkontakte herausgeführt (nicht gezeigt, da im Bandfilter- bzw. Tiefpassmodul). Die I2C-Doppelleitungen zum Band- und Tiefpassfilter sollten möglichst kurz sein, um ein Verschleifen der Signalflanken zu minimieren, im Mustergerät ca. 20 cm. Die Auskopplung des VFO-Signals erfolgt über einen BN43-2402. Für Ungeübte ist das Wickelschema in Abb. 2.2.3 schematisch ge­zeigt.

Trafo Wickelschema

Abb. 2.2.3: Doppelloch-Übertrager (schematisch)

An PC4/5/6/7 werden die TRX-Steuersignale FM,  PTT(RX/TX), SSB/CW und LSB/USB für SSB verarbeitet. Die Signale dienen gleichzeitig zur Korrektur der Frequenzanzeige entsprechend den BFO-Ablagen für CW, LSB und USB und FM. Der Schalteingang FM an PC4 ist gegenüber der ursprünglich im Amateurfunkheft 2011 veröffentlichten Fassung mit der Version 2.00 hinzugekommen. Für diejenigen, die sich schon an der ursprünglichen Version V1.00 versucht haben, sind im Download die Unterschiede angegeben.

Seitenbänder USB und LSB

Abb. 2.2.4: Frequenzverhältnisse bei LSB und USB

An den Ports PC0/1 und PD2 bis PD7 liegen der Encoder und drei Taster (up, down und store) zur Steuerung des VFO. Alle Taster sind über Dioden an INT0 (PD2) gekoppelt und erzeugen damit bei Betätigung einen externen Interrupt. Entsprechend liegt Encoder A am zweiten ex­ternen Interrupt INT1 (PD3). Mit der Firmware ab V2.01 vom 22.12.2011 wird der Encoder per Timer0-Overflow statt des Hardware-Interrupt abgefragt. Die Dioden D1 bis D4 auf dem Frontpanelboard können ab der Firmware V2.01 entfallen. Sie stören aber auch nicht, wenn sie noch vorhanden sind. Da ein OM Probleme mit seinem STEC11B13-Encoder von reichelt.de hatte, wurde die Encoder-Routine angepasst, neue Version V3.01. Details sind im Teil "Software" beschrieben.

Update 07.12.2013:
Ab Firmware-Version 3.03 (siehe unten) wird der Hardware-Interrupt über die Dioden nach INT0 (PD.2) nicht mehr verwendet. Die Dioden D1 bis D4 im Frontpanel können entfallen. Entfernen der Dioden in vorhandenen Aufbauten ist nicht erforderlich.

Update 12.10.2014:
Ab den Firmware-Versionen 2.02 und 3.05 wird der Kontakt "Spare", Pin 20 (Abb. 2.2.2), auf dem Frontpanelboard dazu verwendet, verschiedene Encoder mit einem "DoubleStep" = 0 oder 1 abzufragen. Für Encoder, die DoubleStep = 0 brauchen, ist eine Lötbrücke zwischen Pin 20 und GND an der Stiftleiste auf dem Frontpanelboard herzustellen. Der STEC11B13-Encoder von reichelt.de geht mit DoubleStep = 0.

RXD und TXD (PD0, PD1) sind an Steckkontakten herausgeführt, falls eine serielle Schnittstelle gebraucht wird. Die ADC-Ports ADC0 bis ADC7 (PA0 bis PA7) sind ebenfalls zusammen mit AVCC und GND auf Steckkontakte gelegt, ggf. für Analogmessungen wie S-Meter und SWR.

Das LCD wird unmittelbar auf eine Buchsenleiste aufgesteckt. Die Inline-Programmierung kann über den sechspoligen ISP-Stecker erfolgen.

Die Spannungsversorgung übernehmen ein 7805 (5V) und ein LM1117 (3,3V) für den Si570. Der Gesamtstromverbrauch liegt im Mustergerät bei ca. 125 mA. Bei einer Versorgung mit 12V wird der 7805 recht warm. Abhilfe kann ein außen angebrachter Widerstand von ca. 22 Ohm schaffen. Ggf. ist R13 (470R) für die LCD-Hintergrundbeleuchtung etwas zu verkleinern. Im Mustergerät wurde ein schmales Kupferblech auf die Kühlfahne des 7805 geschraubt (siehe Abb. 2.2.1).

Die Software

Updates:
V2.01 (22.12.2011):
Der Hardware-Interrupt des Encoders über INT1 ist wegen des "hakeligen" Verhaltens ersetzt durch einen Timer0-Interrupt.

V2.02 (12.10.2014):
Totgeglaubte leben länger. Peter, DJ9IC, ist es zu verdanken, dass einige grundlegende Probleme mit verschiedenen Drehencodern untersucht wurden. Also wurde die V2.01 für mehr als 8 Bandfilter reanimiert.
Je nach Drehencoder können verschiedene Schaltzwischenstufen zwischen zwei Rastungen auftreten. Siehe auch Software - Drehencoder mit BASCOM. Eine entsprechende Parametrierung mit "Double Step" = 0 oder 1 erfolgt an Port C1 des ATmega (Pin 20 an der Steckerleiste des Frontpanelboards). Einzelheiten sind im Quellcode beschrieben. Danke, Peter.
Es sind alle Updates der Versionen 3.01 bis 3.04 nachgezogen. Beibehalten wurden die zwei Bandfilterbänke, mit denen max. 16 Filter geschaltet werden können. I2C-Adressen: 70 und 72 hex. Das in V3.00 eingeführte PA-Tiefpassfilter ist hier weiterhin nicht berücksichtigt.

V3.00 (01.02.2012):
Mit der Version 3.00 wurde die I2C-Steuerung des PA-Tiefpassfilters eingebunden. Beschreibung im TX-Teil. Die I2C-Adresse ist 74 hex.
Da im aktuellen Ausbau nur 8 Bandfilter (160, 80, 60, 40, 30, 20, 17+15 und 12+10m) und 6 Tiefpassfilter (160, 80, 60+40, 30+20, 17+15 und 12+10m) mit jeweils einem PCF8574-Controller verwendet werden, wurde auf die Bänder 6 und 2m verzichtet. Die Firmware und die unten beschriebene Bedienung sind ansonsten unverändert. Die Firmware steht wieder in den Versionen a und b (Platinen-Layouts 10/2010 bzw. 03/2011) im Download zur Verfügung.

V3.01 (22.03.2012):
Die Encoder-Routine wurde mit der Variablen "DoubleStep" tauglich gemacht für den ALPS STEC11B13 (reichelt.de) mit DoubleStep = 0 und den ALPS EC11E15244B2 (seinerzeit pollin.de) mit DoubleStep = 1. Details dazu unter "Software". Ferner wird der Timer0 während der Displayanzeigen der Encoderwerte angehalten. Die Firmware steht wieder in den Versionen a und b (Platinen-Layouts 10/2010 bzw. 03/2011) im Download zur Verfügung.

Ergänzung vom 01.11.2012: Reiner, DL4SXS, hatte Probleme mit der für den ALPS STEC11B13 (Reichelt) vorgesehenen Firmware Si570_LO_3.01a_EC11E13. Der ALPS STEC11B13 funktioniert besser mit der Firmware Si570_LO_3.01a_EC11E15. Beide sind identisch bis auf die Wertzuweisung für DoubleStep. Si570_LO_3.01a_EC11E13 benutzt DoubleStep = 0, Si570_LO_3.01a_EC11E15 hingegen DoubleStep =1. Danke, Reiner.

V3.02 (24.11.2013):
Immer verschoben, nun doch mal realisiert. Die PCF8574 haben im Zusammenspiel mit den ULN2803 die unangenehme Eigenschaft, nach dem Einschalten erst einmal alle Ausgänge auf high zu legen. Damit schalten die ULN2803 alle Relais in der Bandfilter- und Tiefpassfilter-Baugruppe gleichzeitig ein. Das zieht eine Menge Strom aus dem Netzteil. Dieser Zustand ändert sich erst mit dem ersten Schaltbefehl über I2C. Daher werden nun diese Schaltbefehle gleich nach dem Einschalten, also früher als vorher ausgeführt.
Die Standardeinstellung für den Encoder ist "Double Step" = 1.

V3.03 (07.12.2013):
Nun war ich doch das bisweilen nervige Prellen der Taster leid. Statt über den Hardware-Interrupt, den die Taster über die Dioden an INT0 auslösen, wurde nun auf die "Dannegger"-Methode mit dem Timer0-Interrupt (siehe Software - Taster mit BASCOM) umgestellt. An vorhandenen Schaltungen muss nichts verändert werden.

V3.04 (10.10.2014):
Reinhard, DL4DRG, berichtete von einem Problem bei der I2C-Ansteuerung des Si570 in der Firmware V3.03b. Problem gefixt. Danke, Reinhard.

Da immer wieder Fragen zum Einstellen der Fuse-Bits kommen, ist ein Screenshot der Einstellung mit AVR Studio beigefügt.

V3.05 (12.10.2014)
Je nach Drehencoder können verschiedene Schaltzwischenstufen zwischen zwei Rastungen auftreten. Siehe auch Software - Drehencoder mit BASCOM. Eine entsprechende Parametrierung mit "Double Step" = 0 oder 1 erfolgt an Port C1 des ATmega (Pin 20 an der Steckerleiste des Frontpanelboards). Einzelheiten sind im Quellcode beschrieben.
Für den vorgeschlagenen ALPS STEC11B13 (Reichelt) und ggf. weitere ist Double Step = 0 vorgesehen, Lötbrücke zwischen Pin 20 und GND an der Steckerleiste des Frontpanelboards, siehe Abb. 2.2.2.
Für andere, die damit nicht funktionieren, Double Step = 1, keine weitere Aktion erforderlich.

V3.10 (19.09.2016)
Mit Erweiterung des Antennentuners 2016 ist ein ATU-TRX Com-Modul zur Übermittlung der TRX-Frequenz an den ATU hinzugekommen. Beschreibung hier.
Der LO überträgt im 1/2 Sekundentakt die aktuelle Frequenz über I2C an dieses Modul. Die Aktivierung erfolgt mit einem Jumper auf der bislang unbenutzen ADC-Stiftleiste von Pin PA.0 nach GND. Sonstige Funktion unverändert.

Die im Download eingestellte Software ist für beide Schaltungs- und Platinenversionen, 1.00 (Amateurfunkheft 2011) bzw. 2.00 (hier gezeigt), mit den Versionsindizes "a" (V1.00) und "b" (V2.00) verfügbar, jeweils im Format .bas und .hex. Beide Versionen sind im Einsatz.

Programmiert wurde in BASCOM-AVR, Quelle und Hex im Anhang. Der Quelltext ist ausführlich kommentiert. Die Software ist frei für den privaten Gebrauch. Folgende Funktionen sind reali­siert, wobei zwei Menüebenen (Normalbetrieb bzw. Einstellungen) gewählt wurden:

Menüebene Funktion
  Normalbetrieb
1.1 Band- und Frequenzeinstellung mit dem Encoder
1.2 Abstimmschrittweite (10/100 Hz, 1, 10, 100 kHz)
  EEPROM-Daten
2.1 SSB-Filter, ZF-Mittenfrequenz
2.2 BFO-Ablage für LSB relativ zur SSB-ZF- Mittenfrequenz
2.3 BFO-Ablage für USB relativ zur SSB-ZF- Mittenfrequenz
2.4 CW-Filter, ZF-Mittenfrequenz
2.5 BFO-Ablage für CW relativ zur CW-ZF- Mittenfrequenz
2.6 FM-Filter, ZF-Mittenfrequenz
2.7 Mischer-Teilerfaktor (1, 2, 4, 8)
2.8 I2C-Adresse des Si570
2.9 Kalibrieren des Si570-Quarzes gegen Normal auf 10 MHz
2.10 Frequenzbänder und Bandfilter 160-80-60-40-30-20-17-15-12-10 m

Die VFO-Frequenz (immer oberhalb der TRX-Frequenz) ist
{TRX-Frequenz + ZF-Mittenfrequenz +/- CW-/SSB-BFO-Ablage} * Mischer-Teilerfaktor.
Bei CW im TX-Betrieb und bei FM keine BFO-Ablage.

Alle Einstellungsdaten und zusätzlich die Bandgrenzen für die Bänder 160, 80, 60, 40, 30, 20, 17, 15, 12 und 10 Meter werden im EEPROM gespeichert. Die EEPROM-Daten sind in einer Konfigurationsdatei festgelegt (...Config.bas), die beim Kompilieren per Include in den Code eingefügt wird. Sie können bis auf die Bandgrenzen unter den o.a. Menüpunkten 2.1 bis 2.10 individuell angepasst werden.

Wurde der Controller neu gebrannt, wird mit dem Brennen zunächst das EEPROM mit den Daten aus der Konfigurationsdatei beschrieben. Die EEPROM-Speicheranordnung ist in der Excel-Mappe (im Anhang) aufgeführt. Das Beschreiben des EEPROMs kann jederzeit wieder­holt werden, wenn beim Einschalten die Store-Taste so lange gedrückt wird, bis die Anzeige "Init EEPROM" erscheint. Gegebenenfalls vorher in Menüebene 2 (siehe unten) vorgenommene Anpassungen werden überschrieben. Wer über eine BASCOM Voll-Lizenz verfügt, sollte daher Daten seiner Konfiguration in der Konfigurationsdatei anpassen und neu kompilieren.

Wenn die im EEPROM gespeicherten Daten mit dem Brennen eines Updates erhalten bleiben sollen, ist das Fuse-Bit EESAVE zu setzen (Haken in ATMEL Studio).

Mit dem Einschalten werden die EEPROM-Daten eingelesen.

Si570 LO Vx.xx Startmeldung mit Versionnummer
Die angeschlossenen I2C-Slaves
(Si570, 2 PCF8574A, Band- und Tiefpassfilter) werden abgefragt
I2C Si570 is OK

Falls " I2C Si570 NOT OK" angezeigt wird, stimmt wahrscheinlich die Adresse des Si570 nicht. Der VFO gibt in diesem Falle eine werkseingestellte Frequenz aus. Für den verwendeten Si570 ist die Adresse mit hex 55 vorbesetzt, wie 2010 von Funkamateur.de bezogen (neuer­dings bei funkamateur.de mit Adresse hex 50, steht auf der Rechnung, z.B. "50H" oder "55H"). Korrektur in Menüebene 2.8 (siehe unten), an­schließend Neustart.

Bei Fehlfunktonen der Controller der Band-/Tiefpassfilter wird dies in der zweiten Displayzeile angezeigt: "I2C BPF NOT OK" (Bandfilter) bzw. "I2C LPF NOT OK" (Tiefpassfilter).

Die I2C-Adressen der beiden PCF8574A sind fest programmiert. Der PCF8574A für die Bandfilter hat die Adresse 0111.000.0 = 70 hex ("000" = A2=A1=A0=0, an GND), der für die Tiefpassfilter hat die Adresse 0111.010.0 = 74 hex ("010" = A2=A0=0 an GND, A1=1 (+5V). A0, A1 und A2 sind die Pins 1 bis 3 am PCF8574A (DIL-16 und SOL-16) zum Setzen der I2C-Adresse. Die nunmehr nicht genutzte Adresse 72 hex ist ein Überbleibsel aus der Ursprungsversion mit zwei Bandfilterbänken.

Normalbetrieb

Im Normalbetrieb werden die Bänder und die Frequenz eingestellt.

  • Bänder:  mit den Up- / Down-Tasten
  • Frequenz: durch Drehen am Encoder
  • Frequenzschrittweite: Druck auf den Encoder (Menüebene 1.2)

Menüebene 1.1, Frequenzeinstellung

160m TX SSB LSB Eingestellt: 160m-Band, Senden SSB in LSB
TX-Frequenz 1,810 MHz. "<": Wegen LSB
wird die untere Bandgrenze unterschritten,
analog ">" für die obere Bandgrenze bei USB
1,810,000 Hz    <

Menüebene 1.2, Abstimmschrittweite, von 1.1 mit Druck auf den Encoder-Taster

Set freq. step              Einstellen der Abstimmschrittweite (10, 100 Hz, 1, 10, 100 kHz)
in diesen Stufen mit dem Encoder, hier 1 kHz.
Druck auf den Encodertaster: zurück zu 1.1
Step: 001,000 Hz

In der Menüebene 1.1 können mit den up-/down-Tastern die Amateurbänder ausgewählt werden. Die Frequenz wird zunächst jeweils auf den Bandanfang eingestellt. Die Frequenz­einstellungen werden je Band gespeichert, solange die Versorgungsspannung anliegt. Beim Bandwechsel kehrt der VFO somit zu der vorher eingestellten Frequenz zurück. Im Sende­betrieb (Anschluss PTT auf high) sind die Bandwahl und die Frequenzeinstellung gesperrt.

Auf ein automatisiertes Speichern der letzten Einstellung mit dem Abschalten wurde verzichtet, da hierfür eine zusätzliche Spannungsüberwachung und –pufferung erforderlich wäre, um dem AVR für einige 10 msec Zeit zu geben, das EEPROM zu beschreiben. Ein ständiges Speichern im laufenden Betrieb verbietet sich ohnehin, da der Speicherzyklus des AVR mit 100.000 hoch erscheint, aber doch in absehbarer Zeit erreicht würde. Dann wäre das EEPROM hin.

Mit dem Einschalten und mit jedem Bandwechsel wird aus der aktuellen LO-Frequenz der +/- 3.500 ppm-Bereich berechnet, in dem Smooth Tuning möglich ist. Innerhalb dieses Bereiches kann ohne Störgeräusche abgestimmt werden. Das sind bei einer ZF von 9 MHz im 160 m-Band ca. 38 kHz und im 10 m-Band immerhin 130 kHz. Wird beim "Übers-Band-Drehen" der besagte Bereich verlassen, muss der Si570 mit komplett neuen Daten versorgt werden, was dieser mit einem "Klick" quittiert. Danach ist wieder Ruhe im Smooth Tuning-Bereich. Das vereinzelte Klicken beim schnellen Abstimmen fällt somit kaum auf und geht im Rauschen unter.

Der mit der Version 2.01 eingeführte Timer0-Interrupt für die Abfrage der Encoderanschlüsse A und B konnte die vormalige "hakelige"  Reaktion auf Drehungen beseitigen. Drei verschiedene ALPS-Encoder wurden erfolgreich getestet: ALPS EC11E15244BY von pollin.de (aktuell nicht mehr im Programm),  ALPS STEC11B13 und STEC12E08 von reichelt.de

Einstellung der EEPROM-Daten

Für Besitzer einer BASCOM-Lizenz wird es komfortabler sein, die EEPROM-Daten ent­sprechend der individuellen TRX-Konfiguration vor dem Kompilieren in der Konfigurationsdatei ...Config.bas anzupassen. Die Konfigurationsdatei ist ausreichend kommentiert.

Alternativ ist in der hier beschriebenen Menüebene 2 die Möglichkeit gegeben, Daten im Dialog anzupassen. Die Menüebene 2 wird mit langem Druck auf die Store-Taste geöffnet. In die jeweils aufeinander folgenden Menüpunkte gelangt man durch kurzes Drücken auf die Store-Taste. Die Menüebene 2 muss komplett durchgetaktet werden. Nach Punkt 2.10 gelangt man wieder in Menüebene 1.1.

Da selbstgebaute Ladder-Filter für SSB, CW oder FM kaum auf die gleiche Mittenfrequenz zu trimmen sind, können diese individuell festgelegt werden. Dem VFO ist es ein Leichtes, die Frequenzen zu korrigieren.

Menüebene 2.1, SSB ZF-Mittenfrequenz

Set SSB IF freq. Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 100 kHz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Abspeichern: Langer Druck auf der Store-Taster, Quittung "S"
9,000,000 Hz    S

Menüebene 2.2, BFO-Ablage für SSB/LSB

Set LSB offset Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 1 kHz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Einstellen +/- mit Encoder. Abspeichern: Wie 2.1
-  1,500 Hz    S

Menüebene 2.3, BFO-Ablage für SSB/USB

Set USB offset Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 1 kHz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Einstellen +/- mit Encoder. Abspeichern: Wie 2.1
+  1,500 Hz    S

Menüebene 2.4, CW ZF-Mittenfrequenz

Set CW IF freq. Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 100 kHz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Abspeichern: Wie 2.1
9,000,000 Hz    S

Menüebene 2.5, BFO-Ablage für CW

Set  CW offset Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 100 Hz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Einstellen +/- mit Encoder. Abspeichern: Wie 2.1
+  0,800 Hz    S

Menüebene 2.6, FM ZF-Mittenfrequenz

Set FM IF freq. Wahl der Stelle mit up-/down-Taster, angezeigt mit Cursor,
hier 100 kHz-Stelle. Einstellen der Ziffer (0...9) mit Encoder.
Abspeichern: Wie 2.1
9,000,000 Hz    S

Menüebene 2.7, Mischer-Teilerfaktor

Set mix divider Einstellen in Stufen(1, 2, 4, 8) mit Encoder, hier 1.
Um den Mischer-Teilerfaktor wird die LO-Frequenz vervielfacht.
Abspeichern: Wie 2.1
1                      S

Menüebene 2.8, Si570 Adresse

Set Si570 addr. Einstellen der Adress-Fabrikeinstellung des Si570 mit Encoder
in Einer-Schritten (hier hex 55 wie von Funkamateur bezogen)
Abspeichern: Wie 2.1
Dec 85 hex 55  S

Menüebene 2.9a, Si570 kalibrieren, Quarzfrequenz einstellen

Calibrate Si570 Kalibrieren der Quarzfrequenz des Si570 mit Encoder
(hier 114,320760 MHz) auf die LO-Frequenz 10 MHz.
Abspeichern: Wie 2.1
114,320,760   S

Menüebene 2.9b, Si570 kalibrieren, Schrittweite festlegen nach Druck auf den Encoder

Set freq. step     

Einstellen der Abstimmschrittweite (10, 100 Hz, 1, 10, 100 kHz)
in diesen Stufen mit dem Encoder, hier 1 kHz.
Druck auf den Encodertaster: zurück zu 2.9a.

Step: 001,000 Hz

In der Menüebene 2.9 wird die zur Berechnung der VFO-Frequenz zu verwendende Quarz­frequenz der tatsächlichen Quarzfrequenz des Si570 so angepasst, dass die VFO-Frequenz genau 10 MHz ist. Die Quarzfrequenz ist laut Datenblatt spezifiziert mit 144,285 MHz ± 2.000 ppm (=114,057 ... 114,513 MHz). VFO-Frequenz = 10 MHz: Einstellung z.B. auf Schwebungs­null in einem zweiten RX gegen WWV (10 MHz) oder mit einem genauen Frequenzzähler vor (!) Einbau in den TRX und Anschluss an den Mischer. Zur WWV-Methode reicht es, das VFO-Signal mit einem RG174-Kabel in die Nähe des RX-Antennenkabels zu bringen und über den Abstand zu ihm die Stärke der Einkopplung zu bestimmen, so dass der Schwebungston hörbar wird. Ist ein musikalisches Geduldsspiel, zunächst die Tonhöhen von WWV und VFO mit größerer Schrittweite gleich zu ziehen und dann mit 10 Hz Schrittweite auf Schwebungsnull fein zu justieren. Eine Schwebung von <1 Hz ist gut zu hören. Mit einem kalibrierten Frequenzzähler geht es einfacher.

Die Kalibrierung sollte erst nach hinreichend langer Aufwärmzeit (ca. 15 bis 20 Minuten) er­folgen. Überprüfungen gegen WWV an Folgetagen ergaben nur geringe Abweichungen von einigen wenigen Hz.

Menüebene 2.10, Bänder und Bandfilter
Es können je Band eingestellt werden: Benutzt (0/1) und fortlaufende Bandfilternummer

160m used=1  1 Wechsel der Zeilen 1 / 2 mit Druck auf den Encoder (Cursor springt).
"used" mit Drehen am Encoder, Wechsel von 0 und 1, 0=unbenutzt.
"BPFnum" = fortlaufende Filter-Nr. mit Drehen am Encoder.
160m BPFnum  1

Mit dem Eintritt in Menüebene 2.10 werden alle 10 Bänder aus dem EEPROM gelesen und nacheinander angeboten. Wechsel zum nächsten Band mit kurzem Druck auf die Store-Taste.

Entsprechend Ihrer TRX-Konfiguration stellen Sie ein:

  • "used" = 1, falls dieses Band genutzt werden soll, sonst = 0.
     
  • "BPFnum" fortlaufend ab 1 für die benutzten Bänder.
    Nicht benutzte Bänder sind bei der fortlaufenden Zählung nicht zu berücksichtigen.
    z.B. 160, 80 und 40m werden benutzt, 60m ("dazwischen") wird nicht benutzt.
    Die BFFnum müssen dann sein: 160m: 1, 80m: 2, 60m: x, 40m: 3.
    "x" für 60m ist beliebig, z.B. 0. Da in diesem Fall 60m als nicht benutzt gekennzeichnet ist, wird dieses Band für den Normalbetrieb nicht eingelesen.
    In der Reihenfolge der BPFnum werden die Bandfilter geschaltet.
    Falls 1 Bandfilter für 2 benachbarte Bänder eingesetzt werden soll, z.B. 17+15m, bekommen diese 2 Bänder die gleiche BPFnum, z.B. 20m: 6, 17m: 7, 15m: 7, ...
     
  • Wenn Sie sicher sind, das Band richtig eingestellt zu haben, speichern Sie diese Einstellung durch langen Druck auf die Store-Taste, Quittung "S" wie oben.

Wenn alle 10 Bänder durchgetaktet sind, wird das EEPROM erneut gelesen, wobei nur die benutzten Bänder berücksichtigt werden. Anschließend wird Menüebene 1.1 angezeigt.

Der Flash-Speicher des ATmega32 ist derzeit mit 68% belegt. Es ist also noch Platz für Erweiterungen der Software, z.B. für ein S-Meter und eine SWR-Anzeige mit Hilfe der aktuell ungenutzten ADC-Ports und einem vierzeiligen LCD.

Auf einen möglichen fatalen Fehler bei der Berechnung der VFO-Frequenz sein hier noch hin­gewiesen, der allerdings nur in der Testphase infolge von Programmierfehlern aufgetreten ist. Falls in der Sub CalcConstant kein gültiger Wert für die Teiler N1 und HSDIV gefunden wird, erfolgt die Meldung "No valid freq!". Anschließend beendet sich das Programm. Falls dies auf einen zufälligen Fehler zurückzuführen ist, hilft Aus- und wieder Einschalten.

Der Aufbau

Mit den Abmessungen des LCD ergaben sich die Randbedingungen an die Platinengröße. Es geht recht eng zu, insbesondere rund um den ATmega32 in der SMD-Ausführung. Für einen VCC-Abblockkondensator musste aus Platzgründen die Bauform 0603 gewählt werden, an­sonsten genügen die Größen 0805, vereinzelt auch 1206, siehe Stückliste in der Excel-Mappe. Im Mustergerät wurde der 0,1 uF/SMD 0603 nicht bestückt. Diese Kondensatoren an den an drei Seiten herausgeführten VCC-Pins (5, 17 und 38) haben die Aufgabe, die Betriebsspannung bei den digitalen Schaltvorgängen zu puffern. Dem einseitigen Layout sind einige unvermeidbare Brücken geschuldet, davon drei bedrahtet, der Rest mit 0R-Widerständen im Format 1206. Die Leiterbahnen sind relativ breit, um sie noch mit Lasertonertransfer per 80 µm Laminierfolie auf die Platine zu bringen.

Das Einlöten des SMD-ATmega 32 erfordert eine ruhige Hand, eine Lupenbrille und eine feine Lötspitze. Pin1 (Punktmarkierung) ist links oben, ebenso beim Si570. Sollten doch mal Löt­brücken entstanden sein, hilft 1 mm Entlötlitze. Zum Schluss unbedingt mit einer Lupe kontrol­lieren. Zum Fixieren der SMD-Bauteile hat sich eine vorne angespitzte Holz-Wäscheklammer bewährt.

Alle Bauelemente werden auf der Leiterseite bestückt. Die Steckkontakte werden von der Rückseite durch die Bohrungen gesteckt und auf der Leiterseite verlötet. Die Stifte lassen sich auf der (kürzeren) Lötseite mit einer spitzen Zange bündig in die Kunststofffassung hinein drücken. Im Schaltbild und auf der Platine ist die Orientierung der Steckkontakte jeweils mit einem Punkt gekennzeichnet. Für die beiden Drosseln wurden vorhandene bedrahtete mit Ringkern im Raster 5 mm verwendet.

Vor dem Einlöten des AVR und des Si570 sollten die Versorgungsspannungen (AVR: +5V und Si570: +3,3V) geprüft werden.

An die Rückseite des LCD wird eine 16-polige Steckerleiste gelötet, als Gegenpart dient auf der VFO-Platine eine entsprechende Buchsenleiste, von der Platinenrückseite her gesteckt. Beide Platinen schließen oben bündig ab, die VFO-Platine ist unten um 2 mm breiter. Beide werden mit 2,5 mm-Schrauben zu einer kompakten Einheit ver­schraubt und finden in einem Abschirmgehäuse Platz, vorne mit Ausbruch für das Display und vier aufgelöteten Gewinde-Distanzbolzen. Im Mustergerät sind alle Anschlüsse auf eine Buchsenleiste 2x17 auf einer kleinen Platine nach außen gelegt mit einem weiteren Ausbruch im Abschirmgehäuse (siehe Abb. 2.2.1). Wahlweise können die Anschlüsse mit 0805-SMD-Konden­satoren gegen Masse abgeblockt werden, SDA und SCL z.B. aber bitte nicht!

Die Bedienelemente (Encoder und Taster) sitzen auf einer separaten Platine. Für die Encoder-Anschlüsse A und B sind vier Lötpads zur Herstellung von Drahtbrücken vorgesehen, um die Drehrichtung festzulegen. Im Mustergerät sind die Anschlüsse gekreuzt (siehe Bild 1). Die Steckerleiste wird auch hier von der Rückseite durch die Bohrungen gesteckt und auf der Leiterseite verlötet. Die Rastung des Encoders ermöglicht eine feinfühlige Abstimmung, so dass der mit ca. 30 mm gewählte Durchmesser des Abstimmknopfes völlig ausreichend ist. Für größere Abstimmknöpfe müsste die Platine entsprechend angepasst werden.

LO Platinen

Abb. 2.2.5: LO- und Frontpanel-Platinen

Alle Platinen einschließlich Bestückungsplänen sind im Anhang enthalten. eine Stückliste ist in der Excel-Mappe in 'si570_lo_firmware_v2.01.zip' zu finden. Die Bauteile bis auf den Si570 und den LM1117 DT-3.3 [6] sind z.B. bei [7] erhältlich.

Das Brennen der Software erfolgt über die sechspolige ISP-Steckverbindung. Dabei ist die Polung zu beachten: Der Punkt (im Schaltbild und auf der Platine) markiert MISO. Eine kleine Adapterplatine ATMEL ISP10 auf ISP6 ist im Anhang zu finden.

Das Programmieren der Fuse Bits mit AVR Studio sowie das Brennen des .hex-Files mit AVR Studio oder BASCOM sind in "Si570_LO Information PCB V200 Firmware V3xx" im Download beschrieben. Die Parametrierung von BASCOM für den verwendeten "USBasp"-Brenner von Fisch und Fishl [12] ist in der Excel-Mappe angegeben, ebenso das Batch-File zur Steuerung von AVRDUDE [13].

Referenzen

[1]   T. Baier, DG8SAQ, Funkamateur 6/2008, http://dg8saq.darc.de/SI570/index.shtml
[2]   N. Graubner, DL1SNG, Funkamateur 9/2008
[3]   M. Wöste, DL1DMW, http://www.amateurfunkbasteln.de
[4]   Silicon Labs, http://www.silabs.com/pages/search.aspx?k=si570&searchtypeid=1
[5]   C. Hirt, http://home.pages.at/chirt/Projects/ProgXO/ProgXO.htm
[6]   www.funkamateur.de
[7]   www.reichelt.de
[8]   www.pollin.de
[9]   Sid Knox, W7QJQ, "Si570.txt", im Internet aufgestöbert, Adresse nicht mehr bekannt
[10] http://www.cliftonlaboratories.com/CannedOscNoise.htm
[11] www.lancos.com/prog.html
[12] http://www.fundf.net/usbasp/
[13] http://savannah.nongnu.org/projects/avrdude
[14] Si570 (excellent!): http://cbjohn.com/aa0zz/PPLL/Article.pdf
 

2.3 H-Mode-Mixer

Einfach geht anders: Der H-Mode-Mixer

Im Zuge der Konzeptentwicklung für meinen ersten RX kam natürlich auch die Frage nach einem geeigneten Mischer auf. Passive Dioden-Ringmischer der 7 dBm-Klasse wie der SBL1 erschienen wegen der IM-Festigkeit nicht unbedingt geeignet. Ein Gilbertzellenmischer wie der NE612 kam schon einmal gar nicht in Frage. Super-High-Level-Diodenmischer sind erste Sahne, aber recht teuer und benötigen beachtliche LO-Amplituden. Warum auch hier nicht wieder selber bauen. Im Internet wurde ich bald fündig mit beein­druckenden Daten: Der H-Mode-Mixer, Quellen dazu z.B. [1], [2] und [3]. Gute Daten gehen wohl nicht mit einfachen Lösungen.

Wer die Mühe scheut, findet z.B. bei Makis, SV1AFN, unter
https://www.sv1afn.com/fsa3157hmodemm.html
einen H-Mode-Mixer nach dem PA3AKE-Design mit FSA3157-Switches. SMD-Platine fertig bestückt. Nur noch drei Doppelloch-Übertrager müssen gewickelt werden. Preis, Stand April 2016, $39,--.

Schaltungsbeschreibung

Dies als Basis und anlehnend an das Konzept des Pic-A-Star von G3XJP [2] wurde der Mischer aufgebaut. Er wird in beiden Richtungen (RX- und TX-Mode) betrieben. Von den zwei möglichen Varianten - 3 oder 2 Übertrager - wurde die letztere gewählt. Anders als bei einigen Realisierungen des H-Mode-Mixers wird hier kein Flip-Flop zur Gewinnung eines gegenphasigen Steuersignals verwendet. Die LO-Frequenz ist daher nicht zu verdoppeln. Das war damals im ersten Konzept mit einem 5-5,5 MHz VFO plus DAFC, Band-XO's und -VCO's mit PLL Grundvoraussetzung. Mit dem aktuellen Si570-LO wäre die doppelte Frequenz kein Problem mehr. Der Rechteck-Former 74AC86 triggert bereits ab ca. 0,6 Vss LO-Signal.

Schaltung H-Mode-Mixer

Abb. 2.3.1: H-Mode-Mischer Schaltung

Der verwendete Vierfach CMOS-Busschalter FST3125 oder CBT3125 ist z.B. bei [4] zu bekommen. Er wird auch im RX-/TX-Umschalter (Abb. 2.3.3, "Switching logic") verwendet. Funktionsweise und Leistungsdaten sind in [1] und [3] ausführlich beschrieben, so dass ich mir hier weitere Erklärungen spare. Die tiefgehenden Untersuchungen, auch zu anderen Bus-Switches, von PA3AKE in [3] sind unbedingt lesenswert.

Um dem Mischer ZF-seitig einen sauberen 50Ω-Abschluss über einen weiten Frequenzbereich zu bieten, werden ein Diplexer und ein Post Mixer Amplifier ("Magic Roundabout" in [2]) eingesetzt. Eine gute Isolation ist nötig, um Rückwirkungen der Impedanzsprünge an den Flanken des Quarzfilters auf den Mischer zu vermeiden. Die ZF wird über den abgestimmtem Serienkreis Ls/Cs ungehindert durchgereicht. Der ebenfalls auf die ZF abgestimmte Parallelschwingkreis Lp/Cp im Shunt-Zweig hat hier seinen höchsten Resonanzwiderstand. Weiter ab von der Zwischenfrequenz werden der Serienkreis hochohmiger und der Shunt-Kreis nierderohmiger, was zu einer Absorption durch die 50Ω-Widerstände führt.

Diplexer findet man in den meisten Veröffentlichungen mit identischen LC-Kreisen im Serien- und Shunt-Zweig, K = 1. Hier wurde K = 5 gewählt. Damit wird die Durchlasskurve schmaler. Ob dies hier tatsächlich Auswirkungen hat, vergleicht man mit einem Diplexer erreichbare Durchlasskurven mit denen von Quarzfiltern, wurde nicht geprüft, erscheint jedoch fraglich. Zumindest der Post Mixer Amplifier reduziert mögliche Rückwirkungen.

Post mixer amplifier

Abb. 2.3.2: Post Mixer Amplifier.

Eine ausführliche Untersuchung zum Post Mixer Amplifier stellt PA3AKE in [6] an. Er hat u.a. für den Eingangsübertrager einen BN61-2402 für besser befunden und die SMD-Äquivalente MMBFJ310 verwendet.

Um den Mischer "vorwärts" im RX-Betrieb bzw. "rückwärts" im TX-Betrieb zu verwenden, könnte man Relais einsetzen - oder auch die genannten Bus-Switches FST3125. Die Schaltung wird nachfolgend gezeigt. Der Post Mixer Amplifier wird im RX-Betrieb "vorwärts" zwischen Diplexer und ZF-Quarzfilter gelegt, im TX-Betrieb entsprechend "rückwärts" in Gegenrichtung geschaltet. Es werden jeweils zwei Schalter der FST3125 parallel verwendet, um Verluste zu minimieren.

Umschaltung Post Mixer Amplifier für RX/TX

Abb. 2.3.3: RX-TX-Umschalter Schaltung

Aufbau

Eine kleine Herausforderung dürfte das Wickeln der diversen Übertrager sein. Vorweg: Alle vier Übertrager (zwei im Mischer und zwei im Verstärker) verwenden Amidon BN 43-2402-Doppel-lochkerne ("Schweinenasen"). Im Schaltbild sind die Wicklungen schematisch angedeutet zusammen mit den Anschlussnummern und den Markierungen (Punkte) für die phasenrichtige Anordnung. Das Wickelschema für TR1 und TR2 ist in "H-Mode-Mixer Schaltung.pdf" im Download angegeben.

Tricky ist das Wickeln des Verstärker-Eingangsübertragers TR3 des Post Mixer Amplifiers (Abb. 2.3.2). Die Sekundärwicklung bildet das (geleerte) Abschirmgeflecht eines RG174-Kabels. Eine schöne bebilderte Anleitung dazu ist in [5] zu finden. Sieht kompliziert aus, funktioniert aber mit etwas Geduld und Fingerspitzengefühl. Ein Link im Abschnitt "28.01.05" führt zu Bildern zum Übertrager TR1. Bei allen Übertragern - außer TR2 - sind alle Wicklungen auf einer Seite des Kerns herausgeführt.

Damals, 2007, habe ich mich nach gut vierzigjähriger berufsbedingter Pause wieder dem Amateurfunk zugewandt. Das Platinen-Layout ist entsprechend. Nur zögernd konnte ich den SMD-Krümeln etwas Gutes abgewinnen, nämlich Platzersparnis und besseres HF-Verhalten. Es gibt daher auch noch ein paar bedrahtete Bauteile. Die Platine ist mit 100 x 50 mm für ein Schubert-Gehäuse Nr. 6 (55x111x30 mm) ausgelegt. Sie ist doppelseitig mit durchgehender Massefläche auf der Rückseite und diversen Durchkontaktierungen (alle verlöten, da einige Masseflächen auf der Leiterseite nur dadurch Massekontakt bekommen). TR1 liegt auf dem FST3125, vorher müssen die zwei schräg gezeichneten Drahtbrücken zwischen den Pins 1/13 und 4/10 des FST3125 verlötet werden.

Referenzen

[1] Giancarlo Moda, I7SWX, Linkliste unter http://ik4auy.xoom.it/h-mode_links.htm
[2] Peter Rhodes, G3XJP, Pic-A-Star, http://www.tracey.org/wjt/temp/picastar-all.pdf
[3] Martein Bakker, PA3AKE, http://martein.home.xs4all.nl/pa3ake/hmode/hmode_intro.html
[4] http://de.farnell.com/
[5] DH2VA, http://gulp.physik.unizh.ch/picastar/
     http://gulp.physik.unizh.ch/picastar/MR/index.html
[6] http://martein.home.xs4all.nl/pa3ake/hmode/IF_lna.html
 

 

2.4 Quarzfilter selber bauen? Kein Problem!

Quarzfilter kann man fertig kaufen. Sie sind offenbar entweder preisgünstig, aber mit wenig Varianten, z.B. bei funkamateur.de, zu haben, oder man bedient sich bei ICOM & Co, die fast alles, was das Amateurherz erfreut, zu stattlichen Preisen anbieten. Die legendären KVG-Filter zählen auch dazu.

Für diesen RX/TRX waren gewünscht:

  • ZF-Frequenz 9 MHz
  • Ein SSB-Filter (ca. 2,4 kHz) und ein CW-Filter (ca. 500 Hz) für die Hauptselektion
  • Ein Noise-Filter (ca. 3 kHz) vor dem Produktdetektor.

Warum nicht selber bauen? Mit den Tools und Informationen aus dem Internet und natürlich mit dem FA-Netzwerktester sollte das kein Problem sein. Vorteil: Erfolgserlebnis ohne großes Risiko eines Fehlschlages, Nachteil: etwas mehr Platzbedarf. Gebraucht wird also:

  • FA-Netzwerktester (unverzichtbar für problemloses und schnelles Ausmessen der Quarze. Habe vor Jahren ohne NWT Quarze mit einem fein abstimmbaren XO und einem Scope per Hand durchgemessen. Das war mühsam und zeitraubend,
  • Kapazitäts-Messgerät, z.B. LC-Meter II von AADE,
  • dazu ein Test-Adapter,
  • Simulationssoftware,
  • ein ausreichender Vorrat an Kondensatoren (10 ... 470pF), die, ausgemessen und parallel geschaltet, den berechneten Werten halbwegs nahe kommen,
  • und natürlich eine Grundmenge (~ 100 Stück oder mehr) an Quarzen zur Auswahl nach dem Ausmessen.

Quarze ausmessen

Hardware

Bei DJ6EV [1] ist alles zu finden, was man dazu braucht: Jede Menge verständliche Anleitungen und die zugehörige Simulationssoftware Dishal 2.0.3. Damit zu arbeiten ist Spaß pur.

Die Quarze brauchen eine genau definierte Testumgebung, die äußere Einflüsse der Messappara­tur weitgehend abschirmt. Ein solcher Testadapter ist leicht herzustellen, davon werden zwei gebraucht:

Test Fixture

Abb. 2.4.1; Abschwächer 50 auf 12,5 Ohm

Die Messvorrichtung mit dem FA-NWT sieht so aus:

NWT-Messvorrichtung

Abb. 2.4.2: Messanordnung schematisch

Platine dazu:

Test Fixture Platine

Abb. 2.4.3: Platine der Messvorrichtung (Bestückungsseite)

2,54 mm-Kontaktbuchsen bilden die Quarzhalterung. Hier werden die Quarze reingesteckt. Die Aussparungen an den Enden sind für gewinkelte Koax-Buchsen gedacht. Die Lochreihen oben und unten sind für Durchkontaktierungen vorgesehen.

Da die PI-Abschwächer ihrem Namen mit insgesamt knapp 30 dB wirklich gerecht werden und um dem NWT ein auswertbares Signal zu bieten, muss ein Aufholverstärker her, auf die Schnelle zusammengelötet. Auf der Platine sind noch drei Widerstände für einen 50Ω-Pi-Abschwächer zwischen dem Koppel-C und dem Ausgang vorgesehen. Diese wurden im Muster nicht bestückt, stattdessen ist eine Brücke einzulöten.

Messverstärker zum NWT

Abb. 2.4.4: Aufholverstärker Schaltung

Ausmessen mit dem FA-NWT

Die Messmimik ist oben angedeutet. Zunächst ist der Testadapter auszumessen. Dazu wird jeweils der zu messende Abschwächer an der Koax-Buchse mit einem 50Ω-Stecker bestückt und mit einem Digitalmutimeter der quarzseitige Widerstand gemessen. Die Widerstände beider Abschwächer sollten ca. 12,5Ω betragen. Diese Werte (Z-Source am NWT-Generatorausgang und Z-Load am NWT-Messeingang, hier ZSource = 12,5Ω und ZLoad = 12,6Ω) notieren.

Zur Vorbereitung werden alle Quarze beschriftet. "alle" meint tatsächlich eine Menge Quarze. Im vorliegenden Fall wurden 100 Stück 8.8672 MHz-Quarze bei reichelt.de bestellt. Bei dieser Gelegenheit wird gleich die Parallelkapazität mit dem Kapazitätsmessgerät gemessen (Werte so um die 5 pF) und notiert. Für die komplette Auswertung steht eine Excel-Mappe zur Verfügung, hier also gleich die Werte eintragen.

Zum Ausmessen sollte man die nötige Zeit mitbringen und im Raum eine konstante Temperatur sicherstellen. Die Quarze werden mit einer Pinzette hantiert, um sie nicht unkontrolliert mit den Fingern zu erwärmen. Alle Quarze in einem Zug vermessen.

Gemessen wird mit dem linearen Detektor des NWT. Nachdem der Resonanzbereich gefunden ist, eine feste Einstellung am NWT wählen: Wobbelbreite ca. 1 bis 2 kHz bei 1.000 bis 2.000 Messpunkten (entsprechend der maximalen NWT-Auflösung von 1 Hz) und 500 bis 1.000 µsec Scan-Zwischenzeit, Einmal-Durchlauf. Das sieht dann so aus, hier allerdings zur Veranschaulichung mit größerer Breite von 10 kHz:

NWT-Quarzmessung

Abb. 2.4.5: NWT-Anzeige einer Quarzresonanz

Hin und wieder, ggf. auch vor oder nach jeder Quarzmessung, wird mit einer Brücke statt mit einem Quarz das Nullsignal U0 gemessen. Die Excel-Tabelle sieht so aus (gelb: eingegebene Werte, blau: berechnete Werte):

Excel-Auswertung 1

Tab. 2.4.1: Excel-Auswertung (Ausschnitt)

Cp = statische Parallelkapazität, mit Kapazitäts-Messgerät gemessen
U0 = mit dem NWT gemessene Nulldämpfung (Brücke statt Quarz)
U1 = mit dem NWT gemessene Dämpfung im Peak, im obigen Beispiel 2,58 dB
fres = vom NWT bestimmte Mittenfrequenz fm, im obigen Beispiel 8.862.978 Hz
BW = vom NWT berechnete 3 dB-Bandbreite, im obigen Beispiel 371 Hz.

Verwendete Formeln [1]:

Formeln zur Berechnung der Quarzparameter

Sind die Messungen abgeschlossen, kann mit Excel nach der Resonanzfrequenz fres sortiert werden. Hier kommt die Stunde der Wahrheit: Gibt es Gruppen von Quarzen mit annähernd gleichen Resonanzfrequenzen "fres", desgleichen Induktivitäten "Lm" und schließlich mit einer Güte "Q Unload" von mindestens 100.000? Diese Daten machen den Erfolg beim Bau eines berechneten Quarzfilters aus.

Filter simulieren

Noch einmal die Vorgaben von oben:

  • Ein SSB-Filter (ca. 2,4 kHz) und ein CW-Filter (ca. 500 Hz) für die Hauptselektion
  • Ein Noise-Filter (ca. 3 kHz) vor dem Produktdetektor.

Aus Vorversuchen stand schon die Anzahl der zu verwendenden Quarze fest:

  • SSB-Filter (ca. 2,4 kHz):    8 Quarze
  • CW-Filter (ca. 500 Hz):      6 Quarze
  • Noise-Filter (ca. 3 kHz):    4 Quarze.

Wichtige Nebenbedingung: SSB- und CW-Filter müssen natürlich in den Durchlassbereich des Noise-Filters passen. Und hier fängt das Sortieren an. Die Resonanzfrequenzen der 100 Stück-Charge streuten in einem Bereich von ca. 300 Hz. Hört sich erst einmal gut an. Das Problem mit der Anpassung der drei Durchlasskurven liegt aber darin, dass mit zunehmender Filterbreite die Mittenfrequenz nach oben wandert. Bei insgesamt 300 Hz Streuung ein kleines Problem, wie sich beim Noise-Filter zeigte.

Beim Noise-Filter erscheinen 4 Quarze zunächst arg übertrieben. Versuche mit 2 und 3 Quarzen ergaben allerdings rundliche Durchlassbereiche, weit weg von einem möglichst flachen Dach, unter das CW- und SSB-Filter schlüpfen sollen.

Für das SSB- und das Noise-Filter wurden Chebyshev-Charakteristik mit 0,1 dB Ripple gewählt. Bekanntermaßen klingeln solche Filter mit CW-Bandbreite. Hier wurde daher die Charakteristik "Linear Phase 0,5 dB" gewählt. Für Chebyshev ist das Programm Dishal [1] der absolute Knüller, beherrscht aber nicht linear Phase. Hier konnte AADE Filter Design V4.5 [3] weiterhelfen.

DJ6EV empfiehlt eine Übereinstimmung der Quarzfrequenzen von +/- 1% der Filterbandbreite, zusätzlich +/- 1,5% Streuung der Induktivität Lm. Die Sortierung in der Excel-Tabelle lief daher in dieser Reihenfolge ab, um die Verschiebung der Mittenfrequenz nach oben bei zunehmenden Bandbreiten halbwegs zu kompensieren:

  • 4 Quarze für das (breiteste) Noise-Filter bei den tiefsten Quarzfrequenzen.
  • 8 Quarze für das SSB-Filter etwa in der Mitte des Streubereichs
  • 6 Quarze für das CW-Filter am oberen Ende.

So sollte es möglich sein, alle drei zur Deckung zu bringen. Aus den gewählten Quarzen wurden schließlich die Mittelwerte für die Eingabe in die Simulationsprogramme berechnet.

Excel-Auswertung 2

Tab. 2.4.2: Excel-Tabelle SSB-Quarze

Eine Beispielsimulation mit Dishal für das SSB-Filter:

Dishal-Simulation

Abb. 2.4.6: Screenshot Programm Dishal

Da Dishal Spulen- und Kondensatorgüten nicht berücksichtigt, stößt die berechnete Durchlasskurve im Plot oben bei 0dB an.

Nach Berechnung aufgebautes SSB-Filter mit LC-Anpassung an 50Ω an den Enden:

Schaltung SSB-Filter

Abb. 2.4.7: SSB-Filter Schaltung

Messergebnis mit dem NWT:

Quarzfilter SSB Durchlasskurve

Abb. 2.4.8: SSB-Filter Durchlasskurve

Kann man so lassen. Die 3 dB-Bandbreite ist goldrichtig, obwohl kleiner als berechnet (2,5 kHz). Der Shape-Faktor ist gut.

Die LC-Anpassung der Filterimpedanz von 207 an 50Ω (hier 120pF und 1,59 uH) kann mit dem Programm Dishal auch gleich berechnet werden. Für die Spule des LC-Gliedes wurde die Primärwicklung von 10,7 MHz-Miniaturbandfiltern verwendet (vorhandener Kreiskondensator entfernt). Die Optimierung der Durchlasskurve erfolgt mit diesen Induktivitäten.

Ersatzweise für erste Tests und für die Verifizierung der berechneten Filterimpedanz können je ein 500Ω-Trimmer an Ein- und Ausgang des Filters geschaltet werden. Mit diesen Trimmern ist eine optimale Durchlasskurve einzustellen. Aus dem Wert der Trimmer plus jeweils 50Ω Impedanz des NWT ergibt sich bei optimaler Einstellung die Filterimpedanz. Die beiden Werte werden sich allerdings geringfügig unterscheiden.

Nun das CW-Filter:

Excel-Auswertung CW

Tab. 2.4.3: Excel-Tabelle CW-Quarze

Schaltung CW-Filter

Abb. 2.4.9: CW-Filter Schaltung

Parametereinstellungen in AADE Filter Design:
Design - Crystal ladder - Classic - Linear Phase .5 dB
Crystal Parameter Choice: Zweiter Button von oben (Cp, Ls, Cs, Rs)
Quarzparameter, hier am Beipiel aus der o.a. Liste:
Cp = 5,03p
Ls = 13,98m
Cs = 0,02306p
Rs = 6,13
Order: 6
Bandwidth: 400
Coupling: Tuned capacitive (mit Klick auf die Schaltbilder).

Alternativ mit geringfügig abweichenden Ergebnissen:
Crystal Parameter Choice: Unterster Button  (Cp, Fs, Rs, Q)
Cp = 5,03p
Fs = 8,863194M
Rs = 6,13
Q   = 127,687k (Mittelwert aus Q Unload in der o.a. Tabelle)
Rest wie oben.

Die LC-Glieder (1,06uH/150pF) besorgen die Anpassung der Filterimpedanz von ca. 120 an 50Ω.

Messergebnis mit dem NWT:

CW-Filter Durchlasskurve

Abb. 2.4.10: CW-Filter Durchlasskurve

Fehlt noch das Noise-Filter, in dessen Durchlasskurve das SSB-und das CW-Filter hineinpassen sollen. Von 3 kHz Bandbreite musste schnell Abstand genommen werden, da die Mittenfrequenz zu hoch geraten war. Mit Dishal wurden Varianten von 2,8 bis 3,0 kHz Bandbreite gerechnet. Übereinstimmung der Durchlasskurven ergab sich schließlich bei einer Bandbreite von 2,8 kHz. Ergebnis in der folgenden Tabelle und Abbildung:

Excel-Auswertung Noise-Filter

Tab. 2.4.4: Excel-Tabelle Noisefilterquarze

Durchlasskurven Noise, SSC, CW

Abb. 2.4.11: Durchlasskurven aller 3 Filter

Leider zu spät realisiert wurde ein Hinweis in der vorläufigen Baumappe zum QRP-project "S9Plus" [5], dass bei der Verwendung von Low-Profile-Quarzen (Gehäuse HC49U-S) die besagte Verschiebung der Mittenfrequenz mit zunehmender Filterbreite geringer sein soll. Für Nachbauer vielleicht mal einen Versuch wert, allerdings hat Reichelt 8,8672 MHz-Quarze nur mit großem Gehäuse HC18.

Rückmeldung von Horst, DJ6EV, Vater des Dishal-Programms [1]: Die Bauform oder Cp (Co) haben nicht den geringsten Einfluss auf die Verschiebung der Mittenfrequenz. Also wohl eine Ente oder ein Missverständnis.
Weiterer Hinweis von Horst: Billigquarze um die 5 MHz habe die beste Quarzgüte, so dass sich damit Filter mit geringeren Einfügedämpfungen realisieren lassen. Mit steilen Bandfiltern im Frontend ist die Spiegelfrequenzunterdrückung auch bei einer 5 MHz-ZF kein Problem.
Danke, Horst.

Bau des Quarzfilters

Das SSB- und das CW-Filter wurden zu einem Modul zusammengefasst und zwischen Mischer und ZF-Verstärker angeordnet. Heute sagt man wohl "Roofing-Filter" dazu. Da der Mischer empfindlich auf Reflexionen vom Quarzfilter reagiert, ist dieser zunächst mit einem 50 Ohm-Diplexer abgeschlossen, gefolgt von einem FET-Verstärker nach dem Konzept des Pic-A-Star [4]. Die Widerstandsketten an den Relaiskontakten Rel a bis Rel c sorgen für einen geringen DC-Strom zur Kontaktreinigung.

Quarzfilter Schaltung

Abb. 2.4.12: Quarzfilter-Umschalter

Fazit

  • Das Vermessen von Quarzen mit dem FA-NWT und dem AADE-LC-Meter ist schnell, sicher und einfach zu bewerkstelligen.
  • Die Berechnung von Ladderfiltern mit dem Programm Dishal von DJ6EV ist eine wahre Freude, obwohl dann doch noch Experimentieren angesagt ist. Dass die Messergebnisse an den Filtern nicht ganz die Berechnungen wiedergeben, mag auch an der o.g. Vermessung der Quarze liegen. Man kommt aber schnell zum Ziel, ein berechnetes Filter zu bauen, mit den Vorgaben zur Berechnung zu vergleichen und dann die Bandbreite und Mittenfrequenz in der Berechnung um den Fehlbetrag Messung - Berechnung zu korrigieren.
  • Die von DJ6EV gezeigte "Wäscheklammer-Methode" auf einem Stück FR4-Platine als Testaufbau führt absolut sicher zum Ziel. Die schließlich auf einer geätzten Platine mit (ausgemessenen!) SMD-Kondensatoren aufgebauten Filter waren so gut wie identisch mit dem Testaufbau.

Referenzen

[1]   http://www.bartelsos.de/dk7jb.php/quarzfilter-horst
[2]   QRP-Forum, http://qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=5845
[3]   http://www.aade.com/filter.htm
[4]   Peter Rhodes, G3XJP, Pic-A-Star, http://www.tracey.org/wjt/temp/picastar-all.pdf
[5]   http://www.qrpproject.de/Media/Solf2009/S9PlusDE.pdf
[6]   http://www.mydarc.de/dl2ver/FANWT.pdf

2.5 RX/TX-Umschaltung des Quarzfilters

Diese kleine Schaltung sorgt dafür, dass beim Senden bzw. bei Empfang das Quarzfilter richtig in den Signalweg geschaltet wird.

RX/TX-Umschalter für Quarzfilter

Abb. 2.5.1: RX-/TX Umschalter Schaltung

Statt Relais wird hier ein 4-fach Bus-Switch FST3125 wie im H-Mode-Mixer verwendet. Jeweils zwei Schalter liegen parallel, um den Durchgangswiderstand zu reduzieren.

Im gezeichneten Zustand der Schalter wird das Signal vom Quarzfilter zum ZF-Verstärker geleitet. Dazu muss am Eingang "+12V RX" 12 V anliegen. Der FST3125 arbeitet mit negativer Logik, d.h. Steuereingänge (1, 4, 10, 13) auf low schließt die zugehörigen Schalter. Liegt also +12V RX an, trennen die im Bild oberen Schalter 11/12 und 2/3 das Quarzfilter vom TX-Eingang, während die Schalter 5/6 und 8/9 wegen des durchgesteuerten NPN-Transistors schließen und somit das Quarzfilter mit dem ZF-Verstärker verbinden. Liegt an +12VRX keine Spannung an, schließen die Schalter 11/12 und 2/3 und öffnen die Schalter 5/6 und 8/9. Das DSB-Signal wird vom Eingang "TX inp" an das Quarzfilter weiter gereicht.

2.6 Der etwas andere ZF-Verstärker von DC4KU

Nun aber mal ordentlich! So bestechend das Konzept erscheint, ergaben neuerliche Untersuchungen Anfang 2016, dass dem ZF-Verstärker in der Version 2011 ein paar Verbesserungen gut zu Gesicht stünden:

  1. Ein- und Ausgangsanpassung der FET-Eingangskaskode,
  2. unstetiger Impedanzverlauf der PIN-Diodenabschwächer mit teilweise hohem SWR,
  3. Schwingneigung der MMICs und in diesem Zusammenhang Platinenlayout,
  4. Eingeschränkte S-Meter-Funktionalität im AGC-Verstärker.

Zu den Punkten 1 und 2 sind Beschreibungen im Download abgelegt. Nachfolgend werden ZF- und AGC-Verstärker in der aktualisierten Version 07/2016 dargestellt. Alle OMs, die sich an der Version 2011 mit mäßigem Erfolg versucht haben, bitte ich um Nachsicht - shit happens.

Werner Schnorrenberg, DC4KU, war es, der mich mit seinem Artikel [1] so um 2007 anstieß, einen KW-RX selber zu bauen. Das Konzept war so ganz anders, wie man es aus diversen Vorschlägen im Internet kannte. Das herausstechende Merkmal ist die Regelung (AGC). Es werden nicht, wie in den meisten Veröffentlichungen zu finden ist, Kollektor- oder Drainströme der Verstärkerstufen für die AGC verändert. Weiterhin ist der ZF-Verstärker breitbandig ausgelegt, d.h. er verwendet keine Bandfilter zwischen den Stufen. Schließlich wird die AGC nicht nur aus dem NF-Signal wie üblich gewonnen, sondern zusätzlich aus dem ZF-Signal.

Die Vorteile liegen auf der Hand:

  • Durch Abregeln von Verstärkerstufen, seien es nun bipolare oder JFET-/MOSFET-Transistoren oder die offensichtlich sehr beliebten Videoverstärker wie der MC1350, werden Kennlinien beeinflusst, so dass mit verringerter Aussteuerbarkeit Intermodulation bei großen Signalen auftreten kann und ggf. der Rauschabstand verringert wird.
     
  • Die Reaktionszeit der NF-AGC ist bei SSB abhängig von der anliegenden Audio-Frequenz, da der Träger fehlt. Im besten, aber nicht realistischen Fall, dass eine NF-Schwingung ausreicht, eine proportionale Regelspannung zu erzeugen, wären das z.B. bei 1 kHz eine Millisekunde, bei tieferen Frequenzen entsprechend mehr. Bei Schwebungsnull gibt es keine Regelspannung mehr. Eine (zusätzliche) aus dem ZF-Signal abgeleitete AGC hat diese Probleme nicht.
     
  • Bandfilter im Verstärkerzug bewirken Signalverzögerungen. Insbesondere schmale Filter mit Chebyshev-Charakteristik zeigen an den Flanken erhöhte Laufzeiten. Die NF-AGC kommt also zu spät. Das Signal ist schon durch und plärrt in den Ohren.

Aber - wie es im Leben so ist - wird dies mit dem Nachteil einer aufwendigeren Schaltung erkauft. Zur NF-AGC kommt noch eine ZF-AGC hinzu. Zugegeben, die Gesamtschaltung erscheint pompös und es gibt einfachere Lösungen. Ich wollte aber herausfinden, was mit diesem kompromisslosen Konzept erreichbar ist. Ein anderer interessanter Bauvorschlag zum "Hybrid Cascode IF amplifier" ("hycas") von Wes Hayward, W7ZOI, und Jeff Damm, WA7MLH, ist in [7] zu finden.

2.6.1 Der ZF-Verstärker

Da sich die Schaltung weitgehend an [1] mit einer ausführlichen Beschreibung anlehnt, soll hier nur auf die Änderungen hingewiesen werden.

ZF-Verstärker Schaltung

Abb. 2.6.1: ZF-Verstärker Schaltung, Rev. 1.

Das Grundkonzept von DC4KU ist unverändert. Der Verstärkerzug bis zum Ausgang zur ZF-AGC (Ausgang 4) hinter dem zweiten MMIC MSA0886 ist breitbandig ausgelegt, enthält also keine Nahselektion. Die Begrenzung des breitbandigen Verstärkersignals erfolgt erst zwischen T3 und T4 mit dem Noise-Filter. Die Durchlasskurve ist zusammen mit denen der vor dem ZF-Verstärker angeordneten CW- und SSB-Filter im Bild oben zu sehen. Änderungen gegenüber der Version 2011 sind rot in Abb. 2.6.1 gekennzeichnet.

Für die selbst gebauten Quarz-Ladderfilter wurden preisgünstig erhältliche 8,8672 MHz-Quarze im HC18-Gehäuse verwendet, also nicht weit weg vom 9 MHz-Standard. Das im ZF-Verstärker verbaute Noise-Filter hat eine Mittenfrequenz von ca. 8,865 MHz [5].

Wer zu faul ist, Platinen für bedrahtete Bauelemente zu bohren, verwendet SMD. So auch hier. An den wenigen bedrahteten Bauteilen, z.B. den HC18-Quarzen, werden die Beinchen einfach winklig nach außen gebogen. Die Quarzgehäuse sind über kurze Drahtstücke mit Masse verlötet. Ergebnis ist auf alle Fälle ein kleineres Gesamt-Layout. Wegen meiner beschränkten Feinmotorik wurden Widerstände in der Bauform 1206 und Kondensatoren sowohl in BF 0805 als auch 1206 verwendet. Die 0805-Krümel lassen sich gerade noch hantieren. Als dritte Hand beim Löten dient eine vorne angespitzte Holz-Wäscheklammer.

FET-Eingangskaskode
Die starken Exemplarstreuungen der verwendeten MMBFJ310 JFETs lassen die Eingangskaskode wie eine zickige Diva erscheinen. Die Eingangsimpedanz der FET-Kaskode ist abhängig von

  • dem Drainstrom, d.h. von der mit dem Sourcewiderstand eingestellten Gate-Sourcespannung,
  • dem Drainstrom IDSS, der bei einer Gate-Sourcespannung Null fließt,
  • Vp, der Abschnürspannung (pinch-off voltage), der Gate-Sourcespannung, bei dem der Drainstrom nahezu Null wird,
  • sowie dem Windungsverhältnis des Eingangsübertragers.

IDSS und Vp streuen beträchtlich, so dass eine Eingangsimpedanz von 50Ω eher Zufall ist.
Im Download steht ein Excel-Sheet zur Berechnung zur Verfügung.

Optimierungsarbeiten in Zusammenarbeit mit Werner, DC4KU, haben den Divenschleier ein wenig angelupft. Herzlichen Dank dafür, Werner. Einzelheiten hierzu unten im Download und in "Regelbarer ZF-Verstärker mit hoher IM-Festigkeit" mit detaillierten Messungen zur Anpassung und IM-Festigkeit unter [1].

PIN-Diodenabschwächer vor den MMICs
Die beiden PIN-Diodenabschwächer vor den MMICs zeigen bei hoher Abschwächung ein miserables Eingangs-SWR. Zusammen mit Werner, DC4KU, wurden hier verschiedene Varianten versucht, das Impedanzverhalten in den Griff zu bekommen. Ausarbeitung dazu im Download.
In der in Abb. 2.6.1 gezeigten Realisierung wurde davon aber wieder Abstand genommen, da

  • die Eingangsimpedanz der FET-Kaskode infolge der hohen Isolation davon unberührt bleibt,
  • die MMICs sich als tolerant gegenüber Fehlanpassungen zeigten,
  • mit dem schwächeren ersten MMIC MSA0685 kein dB mehr an Einfügedämpfung zu verschenken war,
  • der Hub für die AGC-B-Regelspannung sich nicht beliebig erweitern lässt.

Ein symmetrischer Abschwächer mit vier PIN-Dioden lässt zwar nach Literaturangaben bessere HF-Eigenschaften erwarten, wurde aber wegen der höheren Grunddämpfung nicht weiter in Betracht gezogen.

MMICs
Als problematisch erwiesen sich bei den beiden eingesetzten MMICs vom Typ MSA0886, dass beide mit recht geringem Arbeitsstrom (15 bzw. 18mA) betrieben wurden, weit ab von den laut Datenblatt empfohlenen 36mA. Damit war irrigerweise beabsichtigt, die Verstärkung anzugleichen. Der erste MMIC ist nun ein Typ MSA0685 (MSA0686, MAR6), mit 18mA betrieben. Beim zweiten, unverändert ein MSA0886, wurde der Arbeitsstrom auf 27mA erhöht. Die Gesamtverstärkung mit nunmehr 66dB hat dabei etwas gelitten. Möglicherweise kann dem mit einer weiteren Erhöhung des Arbeitsstroms des MSA0886 noch etwas nachgeholfen werden. Notwendig erscheint das aber aus der Betrachtung des unten aufgeführten Regelverhaltens nicht.
Das aus heutiger Sicht dilettantische Layout der Massebahnen im Zusammenwirken mit den Durchkontaktierungen zur Massefläche auf der Rückseite hatte eine Schwingneigung der MMICs bei höheren Signalpegeln, d.h. geringen Dämpfungen der PIN-Diodenabschwächer, zur Folge. Im Mustergerät beseitigte ein Proxxon-Fräser dieses Übel. Die angepasste Platine funktioniert hoffentlich besser, wurde aber nicht praktisch erprobt.

Sowohl die Stromzuführungen der MMIC's als auch die Zuführungen zu den PIN-Dioden-Abschwächern wurden mit Drosseln versehen, um mögliche Kopplungen zu vermindern. Wesentlich für die Unterdrückung parasitärer Schwingungen sind die Verbindungen der beiden Massepins der MMIC's zur Massefläche auf der Platinenrückseite. Hier sind Durchkontaktierungen nahe an diesen Pins auf der Platine angeordnet. Bei MMICs mit langen geraden GND-Pins wie dem MSA0685/0885, MAR6 wäre es eine Idee, ein 3mm-Loch für das Gehäuse in die Platine zu bohren, die GND-Pins umgebogen durch das Loch zu führen und auf der Massefläche der Platinenrückseite zu verlöten.

Die Anpassung an das Noise-Filter mit einer rechnerischen Impedanz von ca. 220Ω besorgen an der Drain von T3 ein Schwingkreis mit mittig angezapfter Spule und der Abschlusswiderstand 240Ω R18 an T4. Damit wurde ein flacher Durchlassbereich bei akzeptabler Dämpfung erreicht. Der Schwingkreis an der Drain von T3 transformiert mit dem Windungsverhältnis 2:1 die mit dem 1k-Widerstand R16 erzwungene Kreisimpedanz im Verhältnis 4:1. Die Abstimmung des Schwingkreises hat wesentlichen Einfluss auf die Durchlasskurve. Zum Abgleich des Noise-Filters sind an der Source von T3 Kontaktstifte vorgesehen. Mit dem FA-NWT ist das eine reine Freude.

Statt des JFET BF247 für T4 in [1] wurde ein bipolarer BC849 als Emitterfolger eingesetzt.

Der ZF-Verstärker schafft ungeregelt (AGC-A auf 0 V und AGC-B auf 10 V) ca. 66 dB Gesamtverstärkung am Anschluss 5 (IF out). Er findet Platz in einem Schubert-Gehäuse Nr. 3 (folgendes Bild).

ZF-Verstärker im Abschirmgehäuse

Abb. 2.6.2: ZF-Verstärker im Gehäuse.

Zu Abb. 2.6.2: ZF-Verstärker im Abschirmgehäuse (ursprüngliche Option mit FET-Ausgangsverstärker mit Ringkerntransformatoren am Gate von T4, rechts neben dem Quarzfilter, und im Drainkreis, rechts unten).

Um die Ergebnisse der Änderungen gegenüber der Version 2011 festzustellen, wurden die einzelnen Stufen und der Gesamtverstärker durchgemessen. Die Messungen der drei ersten Stufen zeigen, dass der Verstärker auch für andere Zwischenfrequenzen wie 5, 9, 10,7 oder 21,4 MHz brauchbar ist, wenn ein passendes Noise-Filter eingesetzt wird.

FET Cascode gain

Abb. 2.6.3: FET-Eingangskaskode, Verstärkung als Funktion von AGC-A.

FET Cascode SWR

Abb. 2.6.4: FET-Eingangskaskode, Eingangs-SWR.

MMIC1 gain

Abb. 2.6.5: Erster MMIC, Verstärkung als Funktion von AGC-B.

MMIC2 gain

Abb. 2.6.6: Zweiter MMIC, Verstärkung als Funktion von AGC-B.

Total gain

Abb. 2.6.7: ZF-Verstärker, Gesamtverstärkung bei 8,865MHz als Funktion von AGC-B.

2.6.2 Das AGC-Modul

Zweiter Ansatz zur Abwandlung der DC4KU-Konzepts war also das ZF-AGC-Modul. Nach vielen Versuchen ergab sich die folgende Lösung:

AGC schematic

Abb. 2.6.8: AGC Schaltung, Rev2.

Das Konzept von DC4KU wurde im Wesentlichen beibehalten. Allerdings wurde der "Störenfried", die hoch verstärkenden Stufen mit dem BF981 und dem MSA0885 in Bild 15 in [1] durch eine andere Lösung ersetzt. Ziel war, das ZF-Signal nur noch wenig zu verstärken. Also wird hier die ZF, ca. 8,865 MHz, mit einem NE612 und einem 9 MHz-Quarz (27 MHz, 3. Oberton) auf ca. 140 kHz herunter gemischt.

T1 verstärkt das ZF-Signal um ca. 9 dB. Zur Ankopplung an den NE612 wird ein 10,7 MHz Miniatur-Bandfilter verwendet, um das breitbandige Spektrum des ZF-Verstärkers zu beschneiden. Leider gibt es im Bereich 8,5 bis 9 MHz keine Industriequarze, die eine etwas kleinere Mischfrequenz erlauben. Statt des NE5532 in der Version 2011 wird für IC3 nun ein TL082 verwendet. Dessen Verstärkungs-bandbreite (Unity gain) von 3MHz ist bei der nötigen Verstärkung, im Mustergerät ca. 2,6 für IC3a, völlig ausreichend, außerdem verbraucht er nur den halben Strom.

Der einfache 140 kHz-Tiefpass mit einer Spule (2,2 mH) und einem Kondensator C15 = 470p + 47p (Ordnung 2) siebt höherfrequente Mischprodukte aus. Das Scope zeigt ein sauberes Ausgangssignal. C15 muss ggf. geringfügig variiert werden, um die Durchlasskurve (Abb. 2.6.9) auf die gewünschte Grenzfrequenz hinzutrimmen. R30 soll eigentlich der Ausgangsanpassung des Tiefpasses entsprechend Berechnung dienen. Er hat sich aber gezeigt, dass der Wert ziemlich unprobematisch ist. Statt der Berechnung mit 10k wurde 47k eingesetzt mit etwas höherer Ausgangsamplitude und praktisch identischer Durchlasskurve.

AGC lowpass

Abb. 2.6.9: Durchlasskurve des Tiefpasses als Funktion der Mischfrequenz des NE612.

Die folgenden Stufen mit T2 bis T5 und IC4 entsprechen dem Original [1], allerdings wurden mit den Gegenkopplungswiderständen R8 und R9 an IC4a und R12 und P4 an IC4b die Regelsteilheiten variiert, so dass sich bei dem an TP2 von der Verstärkung von IC3a abhängigen Spannungshub die gewünschte Variation der Regelspannungen AGC-A/-B einstellte.

Der untere Teil, die NF-AGC, ist funktional vergleichbar mit Bild 29 in [1]. Auf den Emitterfolger T1 in Bild 29 [1] zwischen Produktdetektor und AGC-Verstärker wurde verzichtet. Der LM386 mit fester Verstärkung 200-fach und Regelpoti R1 wurde durch 1/2 TL082 (IC5a) mit regelbarer Gegenkopplung ersetzt. Da der TL082 einen zweiten Verstärker (IC5b) mitbringt, ersetzt dieser als Spannungsfolger den Darlington-Emitterfolger T2/T3 in [1].

Erweitert wurden mit Jumper J1 im Gatekreis von T7 eine einstellbar kürzere Haltezeit (hang time) und mit T6 das Abschalten der kompletten AGC. Der neu zugefügte R31 erlaubt nun, das Gate von T2 auf Nullpotenzial zu ziehen, was die Regelungen AGC-A und AGC-B außer Funktion setzt. Bei höheren Signalpegeln geht dann IC3a in die Begrenzung. Mit P7 wird der Einsatzpunkt der NF-Regelung, mit P10 der Einsatzpunkt der manuellen Regelung nach Wunsch eingestellt.

Das S-Meter in der Version 2011 war schlicht Murks mit der asymmetrischen 12V-Spannungs-versorgung von IC3. Mit dem neu hinzugekommenen ICL7660 (IC2) wird IC3 symmetrisch mit +/-6V versorgt. Damit sind nun sowohl Vollausschlag als auch Nullpunkt problemlos einstellbar. Mit dem gewählten Einsatzpunkt der AGC-Regelung lässt sich S4 gerade eben als Zeigerausschlag feststellen, wenn es der Grundrauschpegel denn zulässt, siehe Abb. 2.6.16.

AGC amp PCB

Abb. 2.6.10: AGC-Platine des Prototyps, noch ohne R31.

AGC-A liefert ohne Signal ca. 0,9 V. Eine Si-Diode am Ausgang AGC-A korrigiert diesen Wert auf die gewünschte Ansprechschwelle, vgl. Abb. 2.6.3.

2.6.3 Regelverhalten und Abgleich

AGC wiring

Abb. 2.6.11: ZF-Regelkreis schematisch.

Der AGC-Verstärker weist eine Menge Trimmer zur individuellen Einstellung auf. Mit dieser Vorgehensweise wurde die AGC-Regelung eingestellt:

  1. Messsender, z.B. VFO-Funktion des FA-NWT, mit Festabschwächern und 1dB-Stufenabschwächer an den TRX-Eingang. Frequenz z.B. 3,6 oder 14,2MHz.Mit der Ausgangsleistung des Messsenders und den Abschwächern sollte sich ein Leistungsbereich von -120 bis 0dBm einstellen lassen.
  2. P2 (IF Hang delay) gegen den Uhrzeigerzinn auf 0 stellen,
    P8 (NF Hang delay) im Uhrzeigerzinn auf 0 stellen,
    P7 (NF-Regelung) im Uhrzeigersinn auf 0 stellen (NF-Regelung aus).
  3. AGC-A und AGC-B ohne Signal vorab prüfen und ggf. nachstellen:
    Mit P4 AGC-A auf Minimalspannung, ca. 0,45V (Minimaldämpfung),
    Mit P3 AGC-B auf ca. 9,1V (Minimaldämpfung).
  4. Spannung an TP1 ohne Signal messen. Signal einkoppeln und auf gewünschte Ansprechschwelle, etwa -100 bis -90dBm einstellen. Mit P1 Spannungsanstieg über den vorher bestimmten Nullsignalpegel an TP1 einstellen. Diese Einstellung bestimmt die untere AGC-Ansprechschwelle. Mit niedriger Einstellung wird die untere Flanke der NF-Regelung runder.
  5. Überprüfen und Einstellen AGC-B
    AGC-B sollte nun bei ca. -90dBm merklich von 9,1V auf ca. 9,0V abgesunken sein. Falls nicht, mit P3 die Ansprechschwelle für AGC-B einstellen.
    Kontrolle: Ohne Signal: 9,1V, mit 0dBm-Signal: ca. 8.0V (max. Abschwächung).
  6. Einstellen AGC-A
    Mit P4 Ansprechschwelle bei ca. 10dBm oberhalb des bei Punkt 4 gewählten Signalpegels einstellen, also ca. -90 bis -80dBm, d.h. merklicher Anstieg von 0,45V auf ca. 0,49…0,5V.
  7. Einstellen NF-AGC
    Mit P9 Ansprechschwelle an TP4, z.B. bei -85dBm einstellen. Die Anzeige braucht etwas, bis sie steht.
    Mit P7 gegen den Uhrzeigersinn Übernahme der NF-AGC an TP1 bei -85dBm einstellen, d.h. die aktuelle, nur von der HF-Regelung an TP1 anliegende Spannung, wird mit Drehen an P7 gerade eben geringfügig erhöht. An diesem Punkt übernimmt die NF zusätzlich die Regelung. Mit dieser Einstellung wurden die obigen Messungen ohne weitere Optimierungen wiederholt. Die Ergebnisse sind praktisch identisch.
  8. Einstellen S-Meter
    Zugegeben, die Dynamik der analogen S-Meteranzeige hat ihre Grenzen. Dennoch:
    Mit P5 Vollausschlag z.B. bei S9+20dB (-53dBm),
    mit P6 Nullausschlag ohne Signal.
    P5 und P6 arbeiten gegensinnig, d.h. Linksdrehung bewegt den Zeiger nach rechts/oben.
    Diese Einstellungen ggf. wiederholen, bis sie stehen.
    Im Mustergerät ist bei Maximalausschlag S9+20 ein unterer Wert von S4 (-103dBm) gerade ablesbar.
  9. Hang delay P2 und P8
    Mangels eines schnellen HF-Schalters zur Simulierung von HF-Impulsen habe ich vorerst P2 und P8 auf Nullstellung belassen. Für später…
  10. Handregelung
    Mit P10 den Einstellbereich des 10k-Potis für die Handregelung festlegen.

AGC TP1 & TP2 response

Abb. 2.6.12: Verlauf der Spannungen an TP1 und TP2.

Die Ansprechschwelle an TP1 wurde hier mit P1 von 9mV (Nullsignal) auf 25mV bei -100dBm eingestellt.

AGC TP1 & TP4 response

Abb. 2.6.13: Verlauf der Spannungen an TP1 und TP4.

Die Ansprechschwelle an TP4 wurde hier mit P9 von 1,37V (Nullsignal) auf 1,47V bei -90dBm eingestellt.

AGC-A & AGC-B response

Abb. 2.6.14: Verlauf der Regelspannungen AGC-A und AGC-B.

Der gegenüber AGC-B spätere Einsatz von AGC-A stellt sicher, dass die Eingangskaskode nicht frühzeitig zugeregelt wird und somit das Rauschverhältnis verschlechtert.

AGC audio response

Abb. 2.6.15: Verlauf der geregelten NF-Spannung.

Die bei den Messungen mitgehörte Lautstärke war ab ca. -95 dBm subjektiv etwa gleichbleibend. Das entspricht ca. S5.

AGC S-Meter response

Abb. 2.6.16: S-Meter-Anzeige, Maximalausschlag eingestellt auf S9+20dB.

Auch mit Kalibrierung auf Vollausschlag bei S9+40dB (-33dBm) ist S4 mit der analogen Anzeige noch ablesbar. Die Ableitung aus der Regelspannung (Abb. 2.6.12) lässt natürlich keine dB-lineare Anzeige zu. Wie es besser geht, zeigt DC4KU in [1] (S-Meter mit 120dB Anzeigebereich). Dieser parallel zum ZF-Verstärker zu betreibende Messverstärker erfordert allerdings einen nicht unerheblichen Aufwand.

Das dynamische Regelverhalten, d.h. das Antwortverhalten auf Sprünge des Eingangssignals, wurde noch nicht systematisch untersucht.

Bauteile

Wegen der weitgehenden SMD-Bestückung ergab sich die Notwendigkeit, mich nach weiteren als meinem Standard-Lieferanten Reichelt [3] umzusehen. Das Angebot an SMD-Transistoren ist dort noch etwas dünn. Insbesondere die JFET's MMBF J310 (SMD J310) und MMBF 4416 (SMD-Ersatz für BF245) und die PIN-Dioden BA679 (SMD BA479) sind nicht überall zu fairen Preisen zu haben. Bestellt wurde bei Mouser [4]. Die Preise sind akzeptabel, der Mindermengenzuschlag von 20€ eher weniger. Alternativen: www.digikey.de oder de.farnell.com. Alle anderen Teile sind bei Reichelt zu bekommen. An Stelle der diversen Sieb- und Koppel-Elkos (1 bis 10 uF) wurden aus Platzgründen zumeist keramische X5R/X7R-Kondensatoren der Bauform 1206 eingesetzt (MURATA High Caps, reichelt.de). Sind etwas teurer, dafür Platz sparend.

Referenzen

[1] http://dc4ku.darc.de/
[2] QRP-Forum, http://qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=5845
[3] http://www.reichelt.de
[4] de.mouser.com
[5] DL6GL, Quarzfilter selber bauen ? Kein Problem!, auch auf dieser Website
[6] Tonne Software, ELSIE, http://tonnesoftware.com/elsie.html
[7] http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf

2.7 BFO, Produktdetektor und DSB-Modulator

Die nachfolgenden Komponenten sind in einem Modul zusammengefasst (Rev. 1, 05.05.2012).

BFO

BFO

Abb. 2.7.1: BFO Schaltung

Die Idee zum BFO stammt aus dem Hobo-Transceiver von QRP Project [6]. Der Colpitts-Oszillator (T5) verwendet zwei Quarze, um den Ziehbereich zu vergrößern. Es wurden die gleichen Quarze wie in den ZF-Ladder-Filtern verwendet (8,8672 MHz, HC18). Mit der Induktivität 4,7 uH wird der Ziehbereich nach unten vergrößert. Die Abstimmung auf CW-RX/TX und SSB-LSB/USB erfolgt mit zwei antiparallelen BB112. Gesteuert wird die Abstimmung über die mit dem CD4066 schaltbaren Trimmer P1 bis P4.

Zur Einstellung der BFO-Frequenzen, abhängig von den Mittenfrequenzen und Durchlassbereichen der ZF-Filter und der Frequenzlage des LO, ist im Download unten ein kleines Excel-Sheet zugefügt.

Da der RX-Produktdetektor mit dem NE612 und der TX-DSB-Modulator mit dem MC1496 unter­schiedliche BFO-Amplituden brauchen (NE612: ca. 150 mVpp bzw. MC1496: ca. 480 mVpp) gibt es mit T6 und T7 zwei Emitterfolger. Für ein sauberes Modulatorsignal ist dem Emitter von T7 ein Tiefpass nachgeschaltet, das beidseitig ca. 50 Ohm "sieht". T7 erhält seine Versorgungsspannung über T4, der durchgeschaltet ist, wenn 12V an Anschluss 5 (+12V TX) anliegt.

Produktdetektor und DSB-Modulator

DSB-Modulator und Produktdetektor

Abb. 2.7.2: Produktdetektor und Modulator

Der Produktdetektor verwendet einen NE612 in Standardschaltung.

Anstelle eines sonst üblichen NE612 wird der nunmehr recht betagte MC1496 wegen der doch besseren Trägerunterdrückung eingesetzt [9]. Die Trägerunterdrückung wird mit dem 50k-Trimmer P7 ohne Audio-Ansteuerung optimiert (minimale DSB-Signalamplitude). Über den Eingang 3/9 (+12 V für Betriebsart CW) wird diese aus dem Lot gebracht, so dass für CW der Träger wieder zur Verfügung steht. Mit P8 lässt sich in Stellung CW die CW-Amplitude der DSB-Amplitude anpassen. Eine Stummschaltung des Mikrophonsignals für die Betriebsart CW wird im Mikrophonverstärker vorgesehen. Wegen des engen Layouts muss eine Drahtverbindungen vom Anschlusspin 9  zu Pin 3 (+12V CW) am besten auf der Platinenunterseite hergestellt werden.

Das DSB-Signal wird symmetrisch aus dem MC1496 entnommen und auf 50Ω mit einem auf der Primärseite resonanten Übertrager transformiert. Der in [5] gezeigte Breitbandübertrager zeigte im CW-Modus einen nicht  ganz sauberen Sinus. Der 3,6k-Widerstand zwischen +/- Out des MC1496 sorgt zusammen mit dem Windungsverhältnis 17:4 für die richtige Impedanztransfor­mation auf 49,8Ω. Mit dem Trimmer C22 wird der Kreis in Resonanz gebracht. Abgleich auf gleiche Amplitude für LSB und USB.

Wer es einfacher bei identischem LSB- und USB-Ausgang haben will, kann einen Breitband-übertrager verwenden. Im Mustergerät getestet wurde: Kern BN43-2402, primär 2x10 Windungen bifilar verdrillt, sekundär 3 Windungen. C21 und C22 entfallen. Für R25 wird 2,2kΩ eingesetzt. Mit dem Windungsverhältnis 2x10:3 wird die mit R25 erzwungene Primärimpedanz auf (3/20)2 * 2200 = 49,5Ω transformiert. Der Ausgangswiderstand des MC1496 mit 2x40kΩ laut Datenblatt ist hierbei vernachlässigbar. Nachteil ist die geringere DSB-Ausgangsamplitude von ca. 90mVpp gegenüber ca. 120mVpp beim o.g. Resonanzübertrager, DSB-Ausgang mit 50Ω abgeschlossen.

DSB-Signal am Scope

Abb. 2.7.3: DSB-Signal ca. 1 kHz, vertikal 50 mV (10:1-Tastkopf), horizontal 2 msec, DSB-Ausgang offen.

Bauteile, Platinen und Gehäuse

Transistoren: Anstelle der hier angegebenen BC849 (NPN) und BC859 (PNP) können hier wie auch an anderer Stelle andere Typen eingesetzt werden. ELEKTOR nennt diese TUN (Transistor universal NPN) und TUP (... PNP). Mit deren Transitfrequenz um die 300 MHz lassen sie sich auch gut im unteren HF-Bereich einsetzen. Gleiches gilt für die MOSFETs, z.B. BSS138 und 2N7002.  Es ist allerdings auf die Pin-Belegung zu achten.

Das beschriebene Modul ist auf einer doppelseitigen Platinen 100 x 52 mm passend zum Schubert-Gehäuse Nr. 6 [7] untergebracht. Die Ausführung ist komplett in SMD. Widerstände in der Bauform 1206, Kondensatoren in 0805, teilweise, wo Leiterbahnen zu überbrücken sind, in Bauform 1206. Was nicht passt, wird passend gemacht: An den bedrahteten Quarzen, Elkos und Trimmern wurden die Beinchen rechtwinklig abgebogen und zugeschnitten. Auch die Beinchen für die IC-Sockel werden nach außen umgebogen zum Auflöten. Da der MC1496 nur in der DIP-Bauform zu haben war, wurde auch für die restlichen IC diese Bauform gewählt. Bis auf den BFO-Eingang, den DSB-Ausgang  und die Audio-Ein-/Ausgänge werden alle Zuleitungen über 1n-Durchführungskondensatoren in das Gehäuse geführt.

BFO&Modulator&Produktdetektor Platine

Abb. 2.7.4: Die fertig bestückte Platine.

Referenzen

[1] Texas Instruments, SLOA093, Filter Design in Thirty Seconds
[2] Texas Instruments, SLOA058, A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection
[3] VE3RGW, A fool-proof VOX (von 1997, aber genial)
[4] Analog Devices, Datenblatt SSM2167
[5] W7ZOI et al, Experimental Methods in RF Design (EMRFD)
[6] http://www.QRPproject.de
[7] Schubert-Gehäuse: http://www.schubert-gehaeuse.de oder http://www.andyfunk.de/
[8] http://www.distrelec.de
[9] http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=1779&highlight=
 

2.8 NF-Verstärker

Damals, 2007, noch blutiger Anfänger in modernem TRX-Design, war der Audioverstärker das erste Modul des zu konzipierenden RX. Er ist daher in "altmodischer" Analogtechnik aufgebaut und hat alle Modernisierungsanstrengungen seitdem überdauert. Vielleicht wird er irgendwann mit einem DSP-Modul erweitert. Der Verstärker besteht aus einer Filter­einheit und dem eigentlichen Lautsprecherverstärker.

Audio-Verstärker

Abb. 2.8.1: NF-Filter und Lautsprecherverstärker

Filtereinheit

Die Filtereinheit im oberen Teil von Abb. 1 besteht aus einem Hoch-, einem Tiefpass und einem umschaltbaren steilen Bandpass- bzw. Notchfilter. Letzteres ist zum Ausblenden von Störsignalen gedacht.

Die Kombination Hoch-/Tiefpass mit IC1 wurde mit den Programm FilterPro 2.0 [1] für eine Gesamtbandbreite 300 bis 3.000 Hz berechnet. Der gemessene Frequenzgang ist in Abb. 1 zu sehen.

Das Peak-/Notchfilter im Anschluss kombiniert ein Notch-, Hochpass-, Bandpass- und ein Tief­passfilter mit einstellbarer Kreisgüte mit je einem IC (IC2 und IC3). Die Grundlagen aus [2] hat Uwe Beis in [3] in eine realisierte Schaltung umgesetzt, die mit diversen Anpassungen über­nommen wurde. Ein dreistufiger Drehschalter ermöglich die Auswahl von Bypass (Filter außer Funktion), Notch und Peak. Mit dem Frequenz-Poti wird der mit dem Bandbreiten-Poti eingestellte Peak oder das Notch über den Audio-Frequenzbereich geschoben.

Mit diesem Filter lassen sich sowohl enge Frequenzbereiche verstärken (hervorheben) als auch unterdrücken, z.B. den Sprachfrequenzbereich von SSB bei starkem QRM/QRN eingrenzen, CW-Signale gezielt verstärken oder Störsignale ausfiltern. Das funktioniert ganz leidlich. In Stellung "Peak" verbessert die steile Bandpasscharakteristik im SSB-Betrieb die Verständlichkeit etwas; CW-Signale können sehr gut aus dem Störuntergrund herausgehoben werden. Allerdings klingelt das Filter etwas bei kleinen Bandbreiten. Das Ausfiltern von Störgeräuschen geht auch ganz passabel, soweit sie den eingestellten Frequenzbereich nicht verlassen.

Insgesamt - besser als nichts. DSP wäre Stand der Technik.

Lautsprecherverstärker

Dieser wurde um einen gerade vorhandenen TBA 820 (ca. 1 W bei 12V) herum konzipiert. Er kommt ohne Kühlkörper aus. Der Audioeingang besitzt eine Stummschaltung für den TX-Betrieb. Ein CW-Mithörton kann eingeblendet werden.

Referenzen

  1. Texas Instruments, Programm FilterPro 2.0
  2. Tietze, Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, Kap. 13.11, Einstellbare Universalfilter
  3. Uwe Beis, Universal Filter, http://www.beis.de/Elektronik/AudioMeasure/UniversalFilter.html
Download: 

3 Der TX-Signalpfad

RX/TX-Steuerung

  • Logik zur Sende-/Empfangsumschaltung.
  • Ansteuerung über PTT, VOX im SSB-Betrieb bzw. Taste im CW-Betrieb.
  • Es werden Schaltspannungen zur Verfügung gestellt: RX, TX. AF mute, externe PA.
  • Im CW-Betrieb liefert ein side tone generator einen Mithörton.

Mikrophon-Verstärker, Kompressor und VOX

  • An den einstellbaren Vorverstärker lassen sich verschiedenartige Mikrophone anschließen.
  • Das Mikrophonsignal wird mit einem Bandpassfilter (340 bis 2.900 Hz @ -3dB) begrenzt.
  • Mit einem SSM2167 ist eine einstellbare Dynamikkompression möglich (Versionen 2011, 2014).
    Im Update 2016 wird darauf wegen des schlechten Klirrverhaltens verzichtet.
  • Aus dem resultierenden Signal erzeugt eine VOX ein PTT-Signal nach Masse und nach +12V. Wahlweise ist auch eine AntiVOX, angesteuert vom Stationslautsprecher, zuschaltbar.

DSB-Modulator

  • Der DSB-Modulator ist zusammen mit dem BFO und dem Produktdetektor in einem Modul untergebracht.
  • Der BFO hat einen eigenen Ausgang mit einem Tiefpass für den MC1496-Modulator.
  • Die Trägerunterdrückung im SSB-Betrieb ist einstellbar. Sie wird im CW-Betrieb mit einem Schalttransistor aus der Balance gebracht.
  • Das DSB-Signal wird über den RX/TX Switch dem Quarzfilter zur Seitenbandunter­drückung zugeführt.

HF-Aufbereitung

  • Die schon oben für den RX-Pfad beschriebenen Module werden in umgekehrter Signalrichtung für die HF-Aufbereitung genutzt.
  • Über den nunmehr umgepolten FET-Verstärker gelangt das Signal vom Quarzfilter zum Mischer, wo mit Hilfe des LO das gewünschte HF-Signal erzeugt wird.
  • Der HF-Vorverstärker ist im TX-Betrieb überbrückt. Das ZF-Notchfilter sperrt ggf. vorhandene ZF-Reste. Analog bereinigen die HF-Bandfilter das Signalspektrum.
  • Das HF-Signal wird über einen 20dB-Verstärker hinter dem Bandfilter ausgekoppelt und der PA zugeführt.

PA

  • Kleine 10W-PA mit 2 x RD16HHF1 HF-MOSFETs in der Endstufe
  • Mit dem 12V TX-Steuersignal erhalten der Treiber und die Endstufe die Gate-Vorspannung
  • Regelbare HF-Leistung über einen PIN-Dioden-Abschwächer.

PA-Netzteil

  • Lineares geregeltes Netzteil 12-15V/4A
  • Überspannungsschutz ("crowbar")

Sende-/Empfangsumschaltung

  • Elektronische (klapperfreie) Umschaltung
  • dem elecraft K2 nachempfunden
  • Es werden als PIN-Dioden "missbrauchte" 1N4007-Gleichrichterdioden verwendet
  • Ein zusätzlicher Hochspannungsgenerator stellt kleine Sperrschichtkapazitäten sicher.
  • Wahlweise wird in Abschnitt 3.8 ein RX/TX-Umschalter mit Relais gezeigt.

20W PA-Tiefpassfilter

  • Sechs Tiefpässe für die Bänder 160 bis 10m
  • Chebyshev-Charakteristik, 7. Ordnung, 0,05 dB Ripple
  • Ansteuerung per I2C vom Microcontroller im Si570-LO.

SWR-/Power-Messung

  • Ausgelagert in den Antennentuner (an anderer Stelle auf dieser Website)
  • Siehe auch SWR-/Power-Meter auf dieser Website
     

3.1 Die RX/TX-Steuerung

Immer schon war www.qrpproject.de für mich ein Anlaufpunkt, nach Steuerungen für die RX-/TX-Umschaltung zu schauen, z.B. im SPEAKY, HOBO oder BCR. Im neuesten Werk, dem Solf2009, wurde ich fündig [1], [2]. Wenn auch im Sommer 2011 erst im Rohentwurf, so ließ sich mit den Schaltungsfragmenten etwas anfangen. Erste Versuchsaufbauten auf Lochrasterplatten verliefen erfolgversprechend. Und so ergab sich die nachfolgende Lösung.

Schaltungsbeschreibung

Update 14.06.2012: C10 liegt auf der Platine zwischen Drain und Source. Platine (Rev. 1)  im Download angepasst.

Was sollte die Steuerung können?

  • In der Betriebsart SSB bei Betätigung der PTT-Taste und/oder Ansprechen der VOX den TX Hochtasten und den RX sperren (Antennenumschaltung und AF muting)
  • In der Betriebsart CW das Gleiche ohne Tastklicks, gleichzeitig Erzeugen eines Mithörtons
  • Ergänzende Abstimmhilfe (TX tune) ohne Sperren des NF-Verstärkers
  • Ansteuern einer externen "Nachbrenner"-PA.

RX/TX-Steuerung

Abb. 3.1.1: RX-/TX-Steuerung Schaltung

Die Schaltlogik

SSB-Logik (IC1a)
An Pin 2 von IC1a liegt bei SSB (LSB oder USB) eine Steuerspannung von +12V an, geschaltet von einem Drehschalter. Der 1u-Kondensator puffert die kurze Unterbrechung beim Betätigen des Drehschalters zwischen LSB und USB.
Mit Schalten von Pin 1/2 auf Masse (PTT-Schalter und/oder VOX) geht der Ausgang, Pin 3 von IC1a, auf High: SSB-TX-Betrieb.

CW-Logik (IC1b)
An Pin 6 von IC1ab liegt bei CW eine Steuerspannung von +12V an, geschaltet vom o.g. Dreh-schalter.
Mit Schalten von Pin 5 auf Masse (CW-Taste betätigt) geht der Ausgang, Pin 4 von IC1b, auf High: CW-TX-Betrieb.
Mit dem Aufsteuern von T1 über Pin 4 von IC1b aktiviert T3 mit Durchschalten des Emitterwiderstandes von T2 den Side tone-Generator. Die RC-Schaltung an der Basis von T3 lässt den side tone sanft an- und ausschwingen.

TX-Logik (IC1c)
Im TX-Betrieb (SSB und PTT und/oder VOX aktiviert oder CW und Tastung) sind die Eingänge 8 und 9 von IC1c High, so dass der Ausgang 10 Low ist. In allen anderen Fällen ist der Ausgang 10 Low.

TX tune-Logik & TX-Gesamt-Logik (IC1d)
Wahlweise soll der TX mit "TX tune" getastet werden, unabhängig von der SSB-/CW-TX-Logik. Dies geschieht mit einer Steuerspannung +12V an Anschluss (10), die T4 durchsteuert und Pin 13 von IC1d auf Low zieht, so dass, unabhängig vom Pegel an Pin 12, Ausgang Pin 11 auf High geht. Pin 11 von IC1d ist also in allen TX-Konfigurationen High.
Von Anschluss (10) aus wird bei "TX tune" gleichzeitig T12 durchgesteuert, der über T11 die +12V-Steuerpannung zu "AF mute" im Sendefall unterbricht und damit die NF-Stummschaltung deaktiviert.

Steuerung einer externen PA (IC2a)
IC2a/b/c sind für die Steuerung einer externen PA zuständig. Im Sendefall ist Pin 5 von IC2a über den Kollektor T5 auf Low gezogen.
CW-Betrieb
Im Sendefall sind Pin 5 von IC2a Low und Pin 6 (vom CW-Anschluss (6)) High, so dass Pin 4 auf High geht. Über die Diode wird C7 aufgeladen, so dass Pin 1 von IC2b verzögert auf High geht. An Pin 2 von IC2b liegt High an, so dass Pin 3 von IC2b verzögert auf Low geht. IC2c bewirkt eine Invertierung.
Im RX-Betrieb geht Pin 5 von IC2a auf High, so dass Ausgang Pin 4 auf Low wechselt. Der aufgeladene Kondensator wird nun über R12 und P2 entladen, so dass Pin 3 von IC2b bei Unterschreiten der Schaltschwelle auf High geht. Damit verzögert sich die Deaktivierung der externen PA.
SSB-Betrieb
Im Sendefall liegt Pin6 von IC2a über Pin 6 von IC1b auf Low. Damit sind Pin4 von IC2a und damit Pin1 von IC2b auf High. Pin 2 von IC2b wird über die Diode von Pin3 von IC1a auf High gelegt. Damit liegt an Pin 3 von IC2b Low-Pegel. Dieser steuert T7 durch und - nach Invertierung in IC2c - auch T6. Die PA ist aktiviert.
Im RX-Betrieb geht Pin 3 von IC2b sofort auf High und deaktiviert die PA
Mit T6 und T7 sind zwei Möglichkeiten gegeben, eine externe PA zu steuern, über positive Logik (Aktivierung mit +12V) oder negative (Aktivierung gegen Masse).

RX-/TX-Umschaltung (T8, T10)
Die RX-/TX-Umschaltung erfolgt über die P-Kanal MOSFET's T8 bzw. T10. Beide liefern Steuerspannungen +12V für RX bzw. TX.
Über R10 (68k) und C10 (47n) zwischen Gate und Drain von T8 erfolgt ein mit ca. 4ms "langsames" Hoch- bzw. Runterfahren der Steuerspannungen (Ausgänge 13, TX, und 14, RX). Damit werden einerseits CW-Tastklicks vermieden und andererseits eine "weiche" RX-TX-Umschaltung erreicht.
RX-Betrieb
Bei Empfang ist T5 gesperrt, somit auch T8. Der Kondensator C10 zwischen Gate und Drain von T8 wird geladen. Die Drain von T8 und damit Anschlusspunt (13), +TX, sind spannungslos: T9 ist ebenfalls gesperrt. Mit Pin 12 und 13 von IC2d auf High wird Pin 11 Low. Damit ist T10 durchgeschaltet und legt +12V an Anschlusspunkt (14), +RX.
TX-Betrieb
Über den Low-Pegel vom Kollektor T5 und das besagte RC-Glied wird T8 langsam aufgesteuert und liefert an Anschluss (13) ein +12V-Steuersignal "+TX". Sobald T8 durchgesteuert ist, zieht T9 der Pins 12 und 13 von IC2d auf Low, Pin 11 wird High. T10 ist mit positiver Gatespannung gesperrt, Anschluss (14) ist spannungslos.

Aufbau

Trotz wenig gedrängtem Aufbau ist die Platine mit 80 x 48 mm dank SMD-Bauteilen recht handlich. Statt Elkos (1u, 2,2u und 4,7u) wurden an verschiedenen Stellen keramische "High Cap"-Kondensatoren in der Bauform 1206 eingesetzt. Die sind zwar etwas teurer, dafür aber klein und, wie alle anderen Bauteile auch, bei reichelt.de zu bekommen. Die Eingänge (3, +12V LSB) und (4, +12V USB) sowie die Ausgänge (13, +12V TX) und (14, +12V RX) sind jeweils mit vier Kontaktstiften ausgestattet (doppelreihige 2,54mm-Ausführungen), um damit die diversen Schaltstufen zu versorgen. Für dieses Modul ist ein Abschirmgehäuse nicht erforderlich.

Die Frequenz des Side tone Generators kann mit folgender Formel berechnet werden R in Ohm, C in Farad
fo in Hz:

Side tone generator, Formel für Schwingfrequenz

Die drei frequenzbestimmenden Kondensatoren im Rückkopplungszweig von T2 sollten auf ca. 5% Abweichung ausgemessen werden.
Mit der Basis-Vorspannung von T2 muss ggf. etwas experimentiert werden, abhängig vom verwendeten Transistor. Mit einem Basiswiderstand R36 von 120 kΩ wurde im vorliegenden Fall ein sauberer Sinus bei einer Ausgangsspannung von ca. 1,5 Vss erreicht. In vielen veröffentlichten Schaltungen ist dieser Vorwiderstand viel zu klein. Ergebnis sind zwar ein sicheres Anschwingen und einige Volt Ausgangsspannung, die niemand braucht, aber ein miserabler Sinus.

Die RX-/TX-Antennenumschaltung ist im Schaltbild "symbolisch" dargestellt. Statt einer Relais-Klapper-Mimik soll ein elektronischer Schalter eingesetzt werden. Dazu später mehr.
Hinweis zu den Steuerspannungen: Die "Steuerspannungen" sind als solche gemeint. Sie sind nicht als Stromquellen oder -senken gedacht. Dort, wo Lasten zu schalten sind, insbes. in der PA und im Antennenschalter, ist für entsprechend belastbare Vorrichtungen zu sorgen.
Da der TX noch in der Planungsphase ist, konnte bisher nur die RX-/TX-Umschaltung im RX-Zweig erprobt werden.

Referenzen

[1] http://www.qrpproject.de/Solf2009.html
[2] http://qrpforum.de/index.php?page=Board&boardID=138

 

3.2 Mic-Verstärker und VOX

Update Rev. 3, 20.11.2016

Der Dynamikkompressor mit dem SSM2167 in der Vorgängerversion war doch keine so gute Idee. Aktuelle Untersuchungen am NF- und HF-Spektrum deckten ein grauenhaftes Klirrverhalten auf. Also raus damit. Für OMs, die sich mit einem quäkenden Klang wie aus einer Blechbüchse zufrieden geben, sich dafür aber mit mehr komprimierter Power auf den Bändern hervortun wollen, sind die ursprünglichen Unterlagen (Platine Rev. 1 und Schaltung Rev. 2) im Download verblieben.

Mic-Verstärker und VOX

Abb. 3.2.1: Gesamtschaltung Rev. 3, 11/2016.

3.2.1  Mikrophonverstärker

Der Eingang des Mikrophonverstärkers kann mit Jumpern für Eingangswiderstände von 680 Ω bzw. 47 kΩ und für zwei- bzw. dreipolige Elektret-Mikrophone angepasst werden. Die Verstärkung ist über das Poti P8 von ca. 2- bis 26-fach einstellbar. Im Verstärkerzug werden rauscharme NE5532 verwendet.

Die zweite Stufe ist als Hochpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 350 Hz geschaltet. Die zwei nachfolgenden Stufen bilden zusammen einen vierpoligen Tiefpass mit einer Grenzfre­quenz von 2,9 kHz. Damit wird eine akzeptable Filtersteilheit erreicht. Idee war, das Sprachspektrum gleich am Entstehungsort gezielt zu begrenzen. Die mit *) gekennzeichneten frequenzbestimmenden Folienkondensatoren (z.B. WIMA MKS-2) sollten ausgemessen werden. Die Toleranzen sind sehr groß. Den erreichten Gesamtfrequenzgang zeigt nachfolgendes Bild.

Mic-Verstärker, Frequenzgang

Abb. 3.2.2: Durchlasskurve des Mikrophonverstärkers.

Die Freeware FilterPro 2.0 gibt es auf der Texas Instruments Website wohl nicht mehr, siehe aber [8]. Zur Berechnung des Hochpasses gibt es ein Excel-Sheet im Download. Mit C7=C8=47nF und R10=20k, R11=10k ist die Grenzfrequenz 240Hz, mit R10=22k und R11=11k ist sie 220Hz bei -3dB für einen etwas volleren Sound.

An Stelle des Dynamikkompressors der Vorgängerversion sorgt IC3 als Aufholverstärker für eine Spannungsverstärkung von ca. 10 gleichzeitig für eine Anpassung an die 1kΩ-Eingangsimpedanz des DSB-Modulators. Die Verstärkung kann ggf. mit R49 angepasst werden.

Zweitonspektrum

Abb. 3.2.3: Zweitonspektrum 700+1.900Hz, 2Vpp am Ausgang 13.

Der hier verwendete AudioAnalyser von Sebastian Dunst für die PC-Soundkarte ist unter [9] frei verfügbar. Bei Messungen ist darauf zu achten, dass die Soundkarte nicht übersteuert wird und somit selber Klirr erzeugt. In meiner Konfiguration muss der Pegel unterhalb 500mVpp bleiben, in der Balkenanzeige des AudioAnalysers bis etwa -10dB. Also ggf. Spannungsteiler/Trimmer vorschalten.

3.2.2  Stummschaltung

Über +12V-Steuerspannungen an den Anschlüssen 19 (CW-Mode) und 20 (RX-Mode) kann der Mikrophonverstärker stumm geschaltet werden.

3.2.3  VOX und AntiVox

Die VOX hat die Aufgabe, über das Mikrophonsignal den Sender einzuschalten. Die AntiVOX soll verhindern, dass dies auch ungewollt durch den Stationslautsprecher beim Empfang geschieht. Die Grundidee stammt von VE3RGW [3], von 1997, aber immer noch gut.

Beide sind prinzipiell gleich aufgebaut und bedienen sich je eines retriggerbaren Monoflops mit dem CD4538. Ein normaler Monoflop kippt nach einem Triggersignal für eine eingestellte Zeit und kann erst danach das nächste Triggersignal verarbeiten. Während der Kippzeit ist er also "taub". Die Retriggerfunktion verarbeitet auch Triggersignale während der Kippzeit, so dass mit jedem Triggersignal die Kippzeit fortwährend verlängert wird. Somit bleibt der Sender aktiv, solange ein Mikrophonsignal anliegt und die Kippzeit noch nicht abgelaufen ist. Die Zeitkonstante (Abfallzeit) lässt sich über die 100k-Trimmer (P4 für VOX, P5 für AntiVOX) von ca. 0,2 bis 1,2 sec. einstellen.

An den Eingängen +TR des CD4538 wurde eine Triggerschwelle von etwa 5,6V gemessen. R21/R22 und R28/R29 stellen an den nicht invertierenden Eingängen und damit auch an den Ausgängen von IC4 jeweils eine Vorspannung unterhalb der Triggerschwelle von 4,4V ein. Mit einer Spitzenspannung des überlagerten NF-Signals ab 1,2V werden damit die Monoflops getriggert. Mit den Trimmern P3 (VOX) und P6 (Anti VOX) werden die Ansprechschwellen eingestellt.

Die Kopplung von VOX und AntiVOX erfolgt über Dioden zwischen den negierten Q-Ausgängen der CD4538 (/Q) zum jeweils anderen Reseteingang. Wird die VOX aktiviert, springt Q (Pin 10) auf High, entsprechend /Q (Pin 9) auf Low und zieht damit den Reset der AntiVox (Pin 3) auf Low. Analog arbeitet die AntiVOX. Die Empfindlichkeit der AntiVOX ist an P6 mit Bedacht einzustellen, da hiermit die VOX gänzlich außer Funktion gesetzt werden kann.

Die VOX gibt am Q-Ausgang ein positives Signal, das die MOSFETs T3/T4 durchsteuert und damit +12V am Ausgang 14 zur Aktivierung des TX liefert. Ergänzend/alternativ wird mit dem MOSFET T2 eine PTT-Leitung am Ausgang 15 nach Masse geschaltet.

3.2.4  1 kHz-Generator

Über einen Taster kann ein 1 kHz-Signal für Abstimmzwecke zugeschaltet werden. Wie bei dem Sprachfilter oben sollten die frequenzbestimmenden C39 bis C41 ausgemessene Folienkondensatoren sein. Falls der Phasenschiebergenerator keinen Mucks, abhängig von der Stromverstärkung, von sich gibt, ist R46 für ein sicheres Anschwingen bei einer Ausgangsamplitude von ca. 0,6 bis 1Vpp zu variieren. Mit R46=91kΩ wurde der Sinus mit ca. 0,6Vpp halbwegs sauber, und der Generator schwingt noch sicher an.

Spektrum 1kHz-Generator

Abb. 3.2.4: Ausgangsspektrum des 1kHz-Generators mit R46=91kΩ.

3.2.5  Andere Frequenzen für die Mic-Tiefpässe

Wem die obere Grenzfrequenz zu hoch erscheint, kann die Tiefpässe umdimensionieren (berechnet mit Texas Instruments FilterPro 2.0 [8]):

fo (Hz) R12 R13 C10 C11 R14 R15 C15 C16
2.800 2k2 20k 4n7 15n 1k8 18k 2n2 47n
2.700 2k4 20k 4n7 15n 1k8 18k 2n2 47n
2.600 2k4 22k 4n7 15n 1k8 20k 2n2 47n
2.500 1k8 15k 6n8 22n 2k0 20k 2n2 47n
2.400 1k8 16k 6n8 22n 2k0 22k 2n2 47n

3.2.6  Bauteile, Platinen und Gehäuse

Das beschriebene Modul ist auf einer einseitigen Platine 100 x 52 mm passend zum Schubert-Gehäuse Nr. 6 [7] untergebracht. Die Ausführung ist komplett in SMD. Widerstände in der Bauform 1206, Kondensatoren in 0805, teilweise, wo Leiterbahnen zu überbrücken sind, in Bauform 1206. Statt Elkos als Abblock- oder Koppelkondensatoren > 1µF werden keramische SMD-"high caps" der Bauform 1206 zwecks Platzersparnis eingesetzt. Die frequenzbestimmenden Folienkondensatoren in den aktiven Filtern sind WIMA MKS-2, Rastermaß 5mm, die im Phasenschiebergenerator WIMA MKS-02, Rastermaß 2,5mm.

Was nicht passt, wird passend gemacht: An den bedrahteten frequenzbestimmenden Folienkondensatoren, Elkos und Trimmern wurden die Beinchen nach außen gebogenen und zugeschnitten. Die SMD-IC sind zumeist nicht mit einem Punkt für Pin 1 gekennzeichnet. Die Gehäuseseite mit Pin 1 ist stärker abgeflacht als die gegenüberliegende. Pin 1 ist links oben, wenn diese abgeflachte Seite in der Draufsicht links liegt.

Platine

Abb. 3.2.5: Platine des Prototyps.

Referenzen

[1] Texas Instruments, SLOA093, Filter Design in Thirty Seconds
[2] Texas Instruments, SLOA058, A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection
[3] VE3RGW, A fool-proof VOX (von 1997, aber genial), http://www.qsl.net/ve3rgw/sbvox.html
[4] http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/SSM21...
[5] W7ZOI et al, Experimental Methods in RF Design (EMRFD)
[6] http://www.QRPproject.de
[7] Schubert-Gehäuse: http://www.schubert-gehaeuse.de
[8] http://filterpro.software.informer.com/2.0/
[9] http://softsolutions.sedutec.de/

 

3.3 10 Watt-PA

1 Vorüberlegungen

Die Entscheidung war nicht einfach. Wie viele Watt passen noch in das TRX-Gehäuse? Netzteil und Kühlkörper brauchen nun mal Platz. Dann die Kernfrage: Welches PA-Konzept? Mal mit den preiswerten Schalt-VMOSFET-Typen IRF510 oder größer versuchen oder doch echte HF-MOSFETs nehmen? Die IRF-MOSFETs lassen sich mit hohen Spannungen um die 30V oder höher betreiben, die allseits beliebten Mitsubishi-HF-MOSFETs vom Typ RDxxHHF1 mit Spannungen zwischen 12 und 15V.

Zunächst ermunterten mich Artikel von Mike Kossor, WA2EBY [1], und vielen anderen im Internet, z.B. [2], in Richtung der IRF-MOSFETs zu überlegen. Gut, sie sind ab 50 Eurocent zu haben. Damit wäre ein plötzlicher Wärmetod beim Testen schon mal zu verkraften. Die Einstellung des Ruhestroms für einen linearen AB-Betrieb über die Gate-Vorspannung (Bias) ist offenbar etwas kritisch. Sind halt Schalttransistoren mit einer gewollt schmalen Spanne zwischen An und Aus. Problem sind aber die hohen Gate-Kapazitäten von 180 pF beim IRF 510 und aufwärts in den Nanofarad-Bereich bei den größeren Typen. Einsatz oberhalb 17m eher fraglich, aber aus Gegentaktendstufen mit 2 x IRF510 lassen sich in den tieferen Bändern je nach Versorgungsspannung 30 bis 40 Watt HF ziehen.

Eine ausführliche Betrachtung zu Schalt-MOSFETs in HF-PA's ist in [9] zu finden. Dort setzt sich XQ6FOD auch kritisch mit der Mittenanzapfung und der unzureichenden magnetischen Kopplung der im Gegentakt beaufschlagten Primärwicklungen des Ausgangstransformators (TR3 in Abb. 3.3.1) auseinander. Seine Schlussfolgerung: Designfehler. Damit steht XQ6FOD allerdings ziemlich einsam auf weiter Flur, was auch Harald, DL2EWN, im Funkamateur 3/2014 eindrucksvoll belegt. Zu belegen versucht, kontert Andreas, DL5CN, mit auf den ersten Blick einleuchtend erscheinenden Argumenten, unterlegt mit Messungen, bedauerlicherweise nur bei einer Frequenz im 80m-Band [11]. Namensvetter Andreas, DL4JAL, bekäftigt das in [12], zumindest für die Ausgangsübertrager mit 1/2+1/2 Wicklung bzw. zwei Röhrchen im Primärkreis. Kann es denn sein, dass Amateure wie Profis unbeirrt einem Konstruktions-fehler aufsitzen nach dem Motto "Haben wir immer schon so gemacht"?

Aufschlussreiche Messungen an verschiedenen PA-Ausführungen, u.a. eines "Wideband push-pull low-power amplifier" ohne die ominöse Drain-Stromzuführung über eine zusätzliche bifilare Speisedrossel,  zeigt Claudio Girardi, IN3ODT, in [10]. Zur Abrundung der Diskussion sei noch der Artikel über eine 5W-PA von Harald, DL2EWN, im Funkamateur 1 und 2/2016 erwähnt. Harald hat hier mit Leistungsfrequenzgängen und IMA-Messungen belegte (!) signifikanten Unterschiede der beiden Varianten mit bzw. ohne Bifilardrossel nicht feststellen können. Allerdings ist hier die Primärwicklung des Ausgangsübertragers mit 2+2 Windungen ausgeführt. Eine weitere  Betrachtung hierzu von DJ1EE ist in [13] zu finden.

Für meine erste PA war mir dann doch sicheres Terrain lieber, und so entschied ich mich für eine kleine PA auf Basis RD16HHF1, die immer noch günstig sind. Erster Ansatz war das Konzept von G6ALU [3], weitere vergleichbare Quellen in [4] bis [8]. Die kommen fast alle als "20W-PA" daher. Nach meinen nachfolgend beschriebenen Erfahrungen geraten die Brötchen doch etwas kleiner. Übereinstimmend mit DJ0ABR und DL4JAL schraube ich den Anspruch auf "10W" herunter, auch wenn es etwas mehr sein kann.

2 Die Schaltung – eine G6ALU-Variation

Mit einer passend zum 100x75 mm-Kühlkörper entworfenen Platine wurde die G6ALU-PA aufgebaut. Warum sagen eigentlich alle "die" PA – heißt doch "der" Power Amplifier?! Egal wie, eine PA geht nicht so leicht von der Hand wie die bisherigen TRX-Module. Der Sinus war ziemlich verbeult, der Frequenzgang enttäuschend und 20 Watt waren auch nicht bei 13,8V mit den von G6ALU angegebenen Ruheströmen heraus zu kitzeln. Kurt, DJ0ABR [4], gab mir schließlich einige Tipps zur Verbesserung. Danke dafür.

Da die Schaltung nun mal aufgebaut war – Treiber mit 2 x RD06HHF1 und Endstufe mit 2 x RD16HHF1, beide also im Gegentakt – wollte ich sehen, was da noch zu machen ist.

10W-PA Schaltung

Abb. 3.3.1: 10W PA Gesamtschaltung.

Um die Ausgangsleistung kontinuierlich einstellen zu können, ist zunächst ein mit P5 über eine Gleichspannung regelbarer PIN-Dioden-Abschwächer vorgesehen, wie er auch im ZF-Verstärker eingesetzt wird. Die Spannungsteilung mit R1 und R2 begrenzt den Regelbereich auf ca. 10 dB.
Änderung vom 14.06.2016: Bei der Untersuchung der gleichartigen PIN-Diodenabschwächer im ZF-Verstärker wurden zusammen mit DC4KU Verbesserungen gefunden, die das Eingangs-SWR mächtig aufhübschen. Erläuterungen im Download.

Der nachfolgende Pi-Abschwächer R8-R10 stellt sowohl eine Grundabschwächung des Eingangssignals als auch eine frequenzglatte 50 Ohm-Anpassung an den Vortreiber sicher. Bei G6ALU waren mir sowohl der merkwürdig dimensionierte Pi-Abschwächer (dort R1-R3, nicht für 50 Ohm ausgelegt) als auch die Vortreiberschaltung mit Q1 nicht ganz geheuer. Der ZTX313 wurde zunächst durch einen 2N2369 ersetzt. Der Collectorstrom von ca. 10 mA erschien mir aber für eine geschätzte Treiber-Ansteuer-leistung von 50 mW zu niedrig. Der Vortreiber wurde daher umdimensioniert (Collectorstrom ca. 35 mA) mit einem BFR96. Auch wurde der Ausgangstransformator wie bei DL4JAL durch eine trifilare Konstruktion ersetzt. Das Eingangs-SWR direkt an der Basis von T4 (ohne Abschwächer) zeigte frequenzabhängig beschämende Werte um die 3. Mit einer abgewandelten Spannungsgegenkopplung – R17 direkt am Collector und einfacher Primärwicklung von TR1 – ergab sich bei einem Wicklungsverhältnis von 6:2 ein Eingangs-SWR von 1,1 zwischen 3 und 30 MHz, bei 1,8 MHz ansteigend auf 1,4. Allerdings zeigte das Scope bei einer Ausgangsamplitude von 70Vss schon leichte Verformungen. Da die Leistungsübertragung beim Vortreiber nicht das zentrale Anliegen ist und zudem die Abschwächer davor für eine Anpassung sorgen (gemessenes Eingangs-SWR ca. 1,06 mit Abschwächer), blieb es dann doch bei der trifilaren Wicklung von TR1 wie in Abb. 3.3.1 gezeigt.

Der Gesamtfrequenzgang und die Kurvenform waren damit natürlich noch nicht im Griff. Es wurden Gegenkopplungen von den Drains zu den Gates sowohl im Treiber als auch in der Endstufe eingefügt. Die Werte wurden experimentell aus der Auswirkung auf den Frequenzgang ermittelt. Zusammen mit der von DJ0ABR vorgeschlagenen Erhöhung der Ruheströme (etwas weniger als bei DJ0ABR, 250 bzw. 500 mA, reichte auch: Treiber je 200 statt 125 mA pro Transistor, Endstufe je 400 statt 250 mA bei G6ALU) sah der Sinus am Ausgang schon gesünder aus.

Schließlich wurde noch mit den Endstufenübertragern experimentiert. Die bei G6ALU angegebenen zweifachen BN43-202 (primär seriell und sekundär parallel geschaltet) werden bei Dauerstrich ziemlich warm. Die Wärmeleistung fehlt dann an der Antenne. Ersatzweise gleich gewickelte BN61-202 heizten sich nicht so stark auf. Also wurde auch der von DJ0ABR favorisierte BN43-3312 (amidon.de, günstiger bei Amtools UK über ebay) versucht. Der bleibt kalt.

Die Aktivierung der PA erfolgt durch die Zuschaltung der Gate-Spannungen über T2/T3. Nach Stabilisierung mit einem 78L08, der auch die Referenzspannung für den PIN-Diodenabschwächer liefert, wird die Gate-Vorspannung von einer 3,9V-Zenerdiode in Serie mit zwei Si-Dioden erzeugt. Da die Durchlassspannung mit ca. -2 mV/K negativ temperaturabhängig ist, bewirken diese beiden Si-Dioden eine gewisse Temperaturkompensation, wenn sie in thermischen Kontakt mit den Endstufentransistoren gebracht werden. Eine Temperaturerhöhung von z.B. 40 °C lässt die Durchlassspannung an den beiden Dioden und damit die Gatevorspannung um 160 mV absinken und wirkt damit einer Leistungserhöhung entgegen.

3 Ausführung

Warnung vorab: Es müssen einige Gewinde in den Kühlkörper gebohrt werden. Das ist nicht jedermanns Sache.

10W-PA Montagehinweise

Abb. 3.3.2: Montageschema

Vor der Bestückung der Platine ist es zweckmäßig, die Bohrungen auf dem Kühlkörper anhand der Bohrlöcher in der Platine anzureißen und anzukörnen. Es sind insgesamt 4 für die Transistoren, weitere 4 an den Ecken der Platine und eine zwischen den Endstufentransistoren für eine Befestigungslasche der beiden Si-Dioden.

Für M3-Schrauben wird mit 2,5 mm vorgebohrt, natürlich mit einem Bohrständer mit Tiefenanschlag. Bohrtiefe bis fast durch die Kühlkörpergrundplatte. Anschließend werden die Bohrlöcher etwas gesenkt. Per Hand mit einem 8 mm-Bohrer geht es auch. Mit M3-Gewindebohrern werden schließlich die Gewinde unter Zusatz eines Tropfen Öls gebohrt (Handgewindebohrer gibt es im Dreiersatz mit einem Ring, zwei Ringen und ohne, genau in dieser Reihenfolge anzuwenden. Maschinenbohrer kombinieren Vor- und Fertigschneiden in einem Bohrer). Dazu wird noch ein Wendeisen gebraucht. Wer noch nie Gewinde gebohrt hat, sollte es vielleicht vorher üben. Ein verwackelt oder schräg angesetzter Gewindebohrer ruiniert entweder das vorgebohrte Gewinde oder bricht gleich ganz ab. Behutsam, mit Gefühl, eindrehen und immer mal wieder eine viertel Umdrehung zurück.

Zum Montieren der Transistoren werden Schrauben M3x12 verwendet. An allen Bohrungen testen, ob und wie weit diese sich hineindrehen lassen. Nach der ganzen Prozedur werden Späne und Ölreste sorgfältig entfernt.

Die Platine ist fast komplett SMD-bestückt, Kondensatoren in der Bauform 0805, teilweise in 1206, Widerstände in 1206. Die 22uH-Drosseln RFC2-5 haben die BF 1210 (LQH3C 22u, reichelt.de), Drosseln in den Versorgungsspannungszuführungen sind auf Ferritperlen gewickelt RFC1: 3x4mm, RFC6/7: 5x5,5 mm, RFC8: FT50-43. Der Collector von T4 bekommt auch eine Ferritperle 3x4 mm verpasst. Die Gegenkopplungswiderstände R27/28 und R31/32 verteilen die Belastung auf jeweils zwei. Parallel zur Primärwicklung von TR3 ist auf der Platine Platz für zwei Kondensatoren zur Frequenzkompensation vorgesehen (in Abb. 1 "270p Mica"). Hier sollten nur hochwertige Typen (Glimmer, Mica, FKP2) mit mindestens 100V Spannungsfestigkeit eingesetzt werden. Viele Autoren blocken den PA-Ausgang (Anschluss 7) mit Kondensatoren ab. Wozu? Ich habe darauf verzichtet. Diverse Bohrlöcher sind für Durchkontaktierungen mit der durchgehenden Platinenunterseite vorgesehen.

Als Ausgangsübertrager des Treibers habe ich den Typ BN43-1502 (z.B. amidon.de) von G6ALU übernommen. Zum Bewickeln beginnt man am besten mit der Sekundärwicklung, dann darüber von der gegenüberliegenden Seite die beiden Primärwicklungen verdrillt. Das Ende einer Wicklung (Punkt in Abb. 1) wird mit dem Anfang der zweiten Wicklung (kein Punkt) verbunden.
Für den Ausgangsübertrager TR3 sollte grundsätzlich Litze verwendet werden. Sie ist gut biegbar und bietet darüber hinaus wegen des Skin-Effekts bessere HF-Eigenschaften. Vorteilhaft ist versilberte Litze mit PTFE-Isolierung. Für die Sekundärwicklung (BN43-3312) wurde AWG20 (0,5 qmm versilbert) verwendet. Die Primärwicklung mit AWG18 (1 qmm versilbert) zeigte allerdings keine sichtbaren Verbesserungen gegenüber verzinntem RG58-Abschirmgeflecht. Hier werden zuerst die beiden Primärwicklungen aufgebracht. Bei Verwendung einer PTFE-Litze nach der ersten Wicklung nahe am Kern etwa 5 mm abisolieren, dort ein Stück Litze anlöten und dann die zweite Wicklung aufbringen. Die Sekundärwicklung wird wieder von der gegenüberliegenden Seite gewickelt.

Nun weiter nach Bestücken und Prüfen den gesamten Platine. Bevor wir die Platine aufsetzen, müssen noch die beiden Si-Dioden auf dem Kühlkörper angebracht werden. Ich habe dazu ein Stück Blech als Lasche gebogen, in der Mitte ein 3mm-Befestigungsloch und an beiden Enden einen Halbkreis zum Andrücken der Dioden auf den Kühlkörper. Die Kathode der in Serie verlöteten Dioden geht mit einer Lötöse an Kühlkörpermasse an der M3-Befestigungsschraube. Die Anode bekommt ein kurzes Stück Litze angelötet zum Durchstecken durch die Platine.

10W-PA Diodenmontage

Abb. 3.3.3: Die montierten Si-Dioden.

Da die Source der RDxxHHF1 mit der Kühlfahne verbunden ist, können die vier Transistoren direkt auf dem Kühlkörper aufliegen. Wenn die drei Beinchen der Transistoren exakt am Ende der Verdickung nach oben gebogen werden (siehe Abb. 3.3.2), passen die Transistoren in die Bohrungen für die drei Beinchen und die Bohrung für die Kühlfahne.

Vorsicht: MOSFETs sind empfindlich gegen elektrostatische Aufladung. Daher vor dem Hantieren immer mit einem Griff an ein Heizungsrohr oder den Schutzkontakt einer Steckdose entladen.

Nachdem die Transistorbeinchen also rechtwinklig nach oben gebogen sind und die Kühlkörpergrundplatte blitzesauber ist, werden die Kühlfahnen der Transistoren dünn (!) mit Wärmeleitpaste versehen und an ihrer richtigen (!) Position mit den drei Beinchen von der Platinenunterseite her in die Bohrungen gesteckt. Dazu liegt die Bestückungsseite unten. Nun den Kühlkörper auflegen und das Ganze umdrehen. Jetzt können die M3x12-Schrauben durchgesteckt werden. Zwischen Platinenunterseite und Kühlfahne kommt ein 3mm hohes Distanzstück. Als Distanzstücke passen M4 Muttern. Diese Schrauben stellen gleichzeitig die leitende Verbindung zwischen Source und Platinenmasse her. Ein dünnes Verzinnen der Bohrungen an der Platinenunterseite kann also nicht schaden. Passt alles? Dann die vier Schrauben festziehen. Nun können die Transistoren und die Litze von den Dioden verlötet werden.

10W-PA bestückte Platine

Abb. 3.3.4: Die auf den Kühlkörper montierte Prototyp-Platine.

Die Gegenkopplungswiderstände und der Kompensationskondensator an der Endstufe sind in Abb. 3.3.4 noch nicht bestückt.

Die FR4-Platine hat nach der Montage der Transistoren ausreichend Halt und ist stabil genug, so dass die Befestigungsschrauben an den Platinenecken auch entfallen können.

4 Einstellungen und Messungen

Nach Überprüfung der Bestückung werden die Trimmer P1 bis P4 gegen den Uhrzeigersinn auf Null Ohm gegen Masse eingestellt. Die PA wird an den Anschlüssen 7 und 8 mit einer 50 Ohm Dummy Load verbunden. Die Grundeinstellung kann am besten mit einem Labornetzgerät mit Stromanzeige (minimal 2 A) vorgenommen werden. Wer ganz vorsichtig sein will, dreht die Spannung langsam auf 13,8V unter Beobachtung der Stromanzeige hoch. Die PA-Aktivierung und damit die Gate-Spannungsversorgung über P1 bis P4 ist mit +UB an Anschluss 2 (+12V TX) eingeschaltet. Bei 13,8V sollte ein Strom von ca. 70 mA angezeigt werden (Vortreiber und 8V-Spannungsregler). Um Fehlmessungen durch Spannungsabfälle an einem ggf. extern eingeschleiften Amperemeter und den Zuleitungen zu umgehen, ist es sinnvoll, die tatsächliche Spannung mit einem DVM an der PA zu messen.

Ruhestromeinstellung

Beginnend mit P1 wird nun im Uhrzeigersinn der Ruhestrom von T6 auf zuzüglich 200 mA, also insgesamt ca. 270 mA eingestellt, nachfolgend mit P2 der Ruhestrom von T5 auf weitere zuzügliche 200 mA. Ebenso wird mit P3 und P4 für die Endstufentransistoren verfahren, jeweils Nettozuwachs 400 mA. Gegebenenfalls ist das Netzgerät auf 13,8V an der PA nachzustellen. Insgesamt werden ca. 1.270 mA angezeigt. Damit ist die Ruhestromeinstellung beendet. Mit den Mehrgangtrimmern ist die Einstellung hinreichend feinfühlig. Insbesondere bei der Einstellung der Endstufentransistoren sollte zügig, d.h. ohne merkliche Erwärmung des Kühlkörpers gearbeitet werden. Notfalls bei zu starker Erwärmung auskühlen lassen und erst dann die Einstellung fortführen.

Funktionstest

Ob die PA tatsächlich funktioniert, lässt sich optimal mit der Dummy Load, einem Scope und dem Netzwerktester überprüfen. NWT über Abschwächer, Größenordnung 15 bis 20 dB, Stufenabschwächer vorteilhaft, an den Anschluss 6 anschließen, Einstellung "VFO" bei niedriger Frequenz, z.B. 1,8 bis 3,5 MHz. Mit Variation des Eingangssignals das Ausgangssignal am Ausgang 7 auf 65 bis 72Vss (Scope mit 10:1 Tastkopf) einstellen. Entspricht 10 bis 13 Weff. Eine Feineinstellung ist mit P5 "HF-Power" möglich. 10W werden bei ca. -10 dBm (=200 mVss) erreicht. Das Ausgangssignal sollte deutliche Ähnlichkeit mit einem Sinus haben. Oberhalb ca. 73 Vss beginnen bei meiner PA Signalverformungen. Begrenzung bei ca. 80Vss entsprechend 16Weff.

10W-Ausgangssignal 3,5 MHz

Abb. 3.3.5: Ausgangssignal 65Vss = 10W an 50 Ohm bei 3,5 MHz.

Beim Dauertest mit 10W Ausgangsleistung an eine Dummyload erwärmte sich der Kühlkörper ohne Zwangsbelüftung mit dem Ventilator auf ca. 48°C bei einer Raumtemperatur von 25°C.

Zur Beurteilung der Signalform ist ein Scope hervorragend geeignet, zur Beurteilung von Frequenzgängen nur mit gesundem Misstrauen – traue keinem Scope über 30 - MHz meine ich. Die angegebenen Bandbreiten lassen mehr vermuten als das Scope tatsächlich anzeigt. Mein Tektronix 60 MHz-Scope hat mich zu Anfang auch mächtig gefoppt. Hier kommt der Netzwerktester ins Spiel.

Nun mit dem NWT in Stellung "Wobbeln" den Frequenzgang aufnehmen. Vorsicht! Der FA-NWT mag keine hohen Eingangsamplituden. "Ordentliche" Dummyloads haben einen -40dB-Messausgang. Das ist die Zapfstelle für den NWT-Messeingang.

Frequenzgang BN43-3312

Abb. 3.3.6: Gesamtfrequenzgang bis 40 MHz bei Aussteuerung 10W (BN43-3312).

Zum Vergleich der Frequenzgang mit 2xBN61-202 aus den Vorversuchen:

Frequenzgang 2xBN61-202

Abb. 3.3.7: Gesamtfrequenzgang bis 40 MHz bei Aussteuerung 10W (2xBN61-202).

Gegenüberstellung der Frequenzgänge (Bezug 0 dB bei 10 MHz)
  Marker 1 (1,8 MHz) Marker 2 (30 MHz)
1 x BN43-3312 -1,11 dB -1,30 dB
2 x BN61-202 -1,87 dB -1,30 dB

Der Frequenzgang ist abhängig von den verwendeten Ausgangsübertragern. Mit den doppelten BN61-202 fällt das Signal zwischen 80 und 160m ab, etwa um 1,9 dB bei 1,8 MHz. Der voluminösere BN43-3312 bleibt um unteren Bereich glatt. Die Platine ist für beide Varianten vorgesehen.

Störte nur noch die Beule bei 10 MHz in Abb. 3.3.6. Experimentiert wurde mit dem Kompensations-kondensator parallel zur Primärwicklung von TR3. 270 pF (Glimmer) erwies sich als optimaler Wert. Zur großen Überraschung verbesserte sich der Frequenzgang am oberen Ende etwas mit Entfernen der Gegenkopplungswiderstände R27/28 und R31/32. Die sind im Mustergerät nicht bestückt. Insgesamt wurde damit eine Welligkeit des Frequenzgangs von 1,3 dB erreicht. Mehr ist wohl nicht drin. So müssen wohl die Bewertungen anderer Autoren, die mit vergleichbaren Ergebnissen zufrieden waren, vorerst besänftigen. Den Grund für die Beule bei 10 MHz habe ich noch nicht gefunden. PA's bauen ist kein einfaches Geschäft. Treffen die kritischen Anmerkungen von XQ6FOD in [9] zu, wird diese PA sicher nicht die letzte sein, an der ich mich versuche. Amateurfunk ist Experimentalfunk.

Selbstredend geht die PA nur mit einem Oberwellenfilter (PA-Tiefpass, Abschnitt 3.6) an die Antenne.
Der Nebenwellenabstand (erste Oberwelle) im CW-Betrieb, gemessen mit dem Spektrumanalysator von DG1KPN, ergab sich zu:

  • -56dBc bei 3,5MHz, 16W
  • -50dBc bei  14MHz, 16W.

Messungen des Intermodulationsabstandes mit einem Spektrumanalysator werden in Abschnitt 3.9 gezeigt.

5  Verbindung zum Antennentuner, TX mute

Bei der bescheidenen Leistung zur Schonung der Relaiskontakte im Antennentuner eigentlich nicht unbedingt nötig, aber sei's drum. Eine TX mute-Vorrichtung wurde doch noch mit dem Umbau des PIN-Diodenabschwächers eingebaut. Sie soll den PA-Pegel auf eine für die ATU-Relais verträgliche Leistung während des Schaltens reduzieren. Schalten die Relais im ATU, liegen +12V an Pin 5 des Sub D-Steckers. Damit kann der PIN-Diodenabschwächer in der PA die abgegebene Leistung reduzieren. Der Einfachheit halber erfolgt das mit einem Umschaltrelais.

TX mute

Abb. 3.3.8: TX mute-Schaltung.

Die Leistungsreduktion kann vom ATU (Anschlusspin 6) oder von einem Handschalter auf der TRX-Frontplatte (Anschlusspin 5) erfolgen. Die reduzierte Leistung wird mit dem 10k-Trimmer eingestellt.

Referenzen

[1]    http://www.golddredgervideo.com/kc0wox/wa2ebyamp/amppart1.pdf
        http://www.golddredgervideo.com/kc0wox/wa2ebyamp/amppart2.pdf
        http://www.we0h.us/Amateur_Radio_stuff/HF-Amps/WA2EBY-IRF-510-HF-Amp/
[2]   http://www.mydarc.de/dk7zb/start1.htm
[3]   http://www.radio-kits.co.uk/radio-related/20W_PA/index.htm
[4]   http://www.dj0abr.de/german/technik/limaSDR/10W_PA.htm
[5]   http://www.andreadrian.de/sdr/Blueberry_SDR_Transceiver.html
[6]   http://www.m0rzf.talktalk.net/RobCentral/Softrock_20W.html
[7]   http://openhpsdr.org/pennywhistle.php
[8]   http://www.dl4jal.eu/picastar_dl4jal/pa10w.html
[9]   XQ6FOD, http://www.ludens.cl/Electron/mosfetamps/amps.html
[10] http://www.qsl.net/in3otd/ham_radio/RF_PAs.html
[11]  http://www.loetlabor-jena.de/lib/exe/fetch.php?media=projekte:betrachtun...
[12]  http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=10437
[13)  Konrad Hupfer, DJ1EE, Betrachtungen zu...Leistungsendstufen, UKW-Berichte 2/2016

3.4 Temperaturgeregelte Lüftersteuerung

Wenn die PA mit Kühlkörper im Gehäuse eingebaut werden soll, muss ein Lüfter her. Leise soll er sein und nur dann laufen, wenn es tatsächlich nötig ist. Leise Lüfter gibt es als PC-Zubehör. Große Lüfter arbeiten leiser als kleine. Verwendet wurde ein 92 mm Xilence Case Fan. Der gibt bei der Maximaldrehzahl von 1.800 U/min bei nur 19 dB Geräuschentwicklung eine Menge heiße Luft von sich.

Nun muss der Lüfter nicht immer mit voller Dröhnung laufen. Also muss eine temperaturabhängige Regelung her. Das ginge sehr vornehm mit einem Microcontroller und Pulsbreitenmodulation (PWM). Der genannte Lüfter wäre dazu geeignet. Es geht aber auch einfacher, auf die altmodische analoge Tour. Da ich das Rad nicht wieder neu erfinden wollte, habe ich eine Anleihe aus dem Internet genommen [1]. Die leicht modifizierte Schaltung zeigt Abb. 3.4.1.

Fan control Schaltung

Abb. 3.4.1: Schaltung der temperaturgeregelten Lüftersteuerung

Der NTC, R1, R3, R4 und P1 bilden eine Messbrücke, deren Spannungsdifferenz der OpAmp auswertet und verstärkt, um damit den P-Channel MOSFET auf- oder zuzusteuern. Bei Temperaturänderungen bringt der NTC die Messbrücke aus dem aktuellen Gleichgewicht. Der temperaturabhängige Widerstand ist nach Vishay-Datenblatt nachfolgend dargestellt:

NTC 0,2 10k Diagramm

Abb. 3.4.2: Berechneter Widerstandsverlauf des NTC 0,2 10k

Die Berechnung erfolgte mit der im Datenblatt (im Download) angegebenen Formel und den zugehörigen Parametern A bis D (B25/B85-Wert für den NTC 0,2 10k: 3977)

R(T)-Formel

mit Excel, im Download.

Mit dem Trimmer P1 wird die Temperatur eingestellt, bei der der Lüfter starten soll. Mit P2 als Mitkopplung zwischen Drain (Ausgang) und nicht invertierendem Eingang des OpAmp lässt sich die Hysterese zwischen "Lüfter Ein" und "Lüfter Aus" einstellen (Komparator mit Hysterese).
Mit R5 + P2 = 47k ist die Breite der Hysteresis ca. 2V, d.h. U-NTC muss um 2 V unter die Einschaltschwelle fallen, damit wieder ausgeschaltet wird.
Bei R5 + P2 = 297k ist die Breite nur noch 0,3 V, d.h. der Lüfter schaltet an der Schaltschwelle öfter ein und aus.

Das RC-Glied R3/C1 bringt nach dem Einschalten durch ein langsames Aufladen von C1 (hier ca. 0,5 sec) die Brücke kurzzeitig aus dem Gleichgewicht, so dass der Lüfter mit erhöhter Spannung sicher anläuft. Die gängigen Lüfter haben eine minimale Anlaufspannung von ca. 5 bis 7 V.

Der Einstellbereich von P1, hier 30 °C bis 60°C, ist anhand der berechneten Widerstandswerte des NTC aus dem Spannungsteiler R1 / NTC für den Spannungsteiler R3 / R4 und P1 festgelegt.

Es stehen drei Platinenversionen im Download zur Verfügung:

  1. IRFR5305 (DPAK) mit liegenden Trimmern (PIHER 6 mm).
  2. IRFR5305 (DPAK) mit stehenden Trimmern (PIHER 6 oder 10 mm).
  3. IRF5305 (TO220)  mit stehenden Trimmern. Dieser MOSFET war gerade vorhanden.

Bringt man die Platine an der Lüfterseite an, sind die stehenden Trimmer von Vorteil.

Referenz

[1] http://www.majer.ch/electronics/FanController/AnalogTemperatureControl/

3.5 PA-Netzteil

1  Vorüberlegungen

Nachdem die Entscheidung gefallen war, dem TRX eine kleine PA mit maximal 20W aus einer Gegentaktendstufe mit Mitsubishi RD16HHF1 zu gönnen, standen die Eckwerte für das Netzteil auch fest. Bei einem angepeilten Wirkungsgrad von minimal 50% und einer Versorgungsspannung von nominal 13,8V, maximal 15V, müssen 2,7A abzuliefern sein. Aufgerundet also ca. 3A. Frage, Schaltnetzteil oder lineare Regelung? Schaltnetzteile sind klein und erzeugen wenig Verlustleistung, was aber mit ungewissem elektrischem Störpotenzial erkauft werden muss. Die Entscheidung lag bei einer linearen Regelung trotz der Nachteile aus abzuführender Verlustleistung, notwendiger voluminöser Kühlung und großem Transformator.

Aus einem ausgemusterten Eigenbau-Netzteil aus den 1980er Jahren wartete schon ein mit zwei 2N3055 bestückter Kühlkörper auf eine neue Verwendung. Nostalgisch weitergedacht fehlten nur noch ein µA723-Spannungsregler und ein paar Kleinteile. Der legendäre µA723/LM723 ist tatsächlich noch überall zu bekommen. Applikationsschaltungen für verschiedenste Anwendungen sind im Datenblatt, z.B. [4], ausführlich beschrieben.

Fast fertig - bis auf eine Überspannungssicherung zum Schutz der Endstufentransistoren. Mein Freund Michael, DL1DMW, zeigt in [1] eine Lösung mit dem allerdings abgekündigten Fensterdiskriminator TCA965. Aber es gibt Ersatz: den Overvoltage Crowbar Sensing Circuit MC3423 [2], [3].

2  Schaltung

PA-Netzteil Schaltung

Abb. 3.5.1: 20W PA Netzteil, Gesamtschaltung. Die stromführenden Leitungen sind fett gezeichnet.

Der Spannungsregler rund um den µA723/LM723 ist in Standardschaltung [4] aufgebaut. Hätte nicht der vorhandene Kühlkörper mit 2 x 2N3055 verwendet werden sollen, wären wohl Transistoren im TO-220 oder TO-218-Gehäuse auf einem Rippenkühlkörper zeitgemäßer, z.B. BD249, BD809, BD911 oder TIP3055. Zum Kühlkörper fürT2/T3: Bei einer für die vorgesehene PA angenommenen maximalen Stromstärke von 3A geben die Längstransistoren etwa 20W gemessene Verlustleistung ab. Mit ≤ 2ºK/W Wärmewiderstand für den Kühlkörper läge man grob geschätzt auf der sicheren Seite, wenngleich die Belastung bei intermittierendem Betrieb (SSB oder CW) deutlich niedriger sein wird. Will man auch den Kurzschlussfall thermisch absichern, wären ca. 70W Wärmeleistung abzuführen.

Mit P1 ist die Ausgangsspannung zwischen ca. 12 und 15V einstellbar. Die Strombegrenzung setzt mit ca. 0,7V zwischen den Pins 2 und 3 über den Spannungsabfall an R7 ein, justierbar mit P2.

Die vier Siebelkos zu je 2.200 µF wurden Pi mal Daumen (2.200 µF je Ampere) dimensioniert. Als Brückengleichrichter kommt ein GBU8D (200V/8A) von pollin.de zur Anwendung.

Die Sekundärspannung des Netztrafos von 18V erscheint hoch, ist es aber nicht. Es sind einige Spannungsabfälle zu berücksichtigen:

Netzteil Trafoauslegung

Abb. 3.5.2: Zur Berechnung des Netztrafos.

Gewählt wurde der Ringkerntrafo RKT 8018 (18V / 2 x 2,2A, reichelt.de). Zur korrekten Zusammenschaltung der beiden Sekundärwicklungen des Netztrafos gibt es für den Zweifelsfall eine Anleitung im Download. Bei dem genannten Trafo sind die Sekundäranschlüsse rot und blau sowie gelb und grün für eine Parallelschaltung beider Wicklungen verbunden. Im Leerlauf (deaktivierte PA) liefert der Trafo 20,5V, bei Belastung durch die PA mit 10W Ausgangsleistung 19,2V.

Bleibt noch die brachiale Überspannungssicherung "crowbar" mit dem MC3423. Dieser arbeitet als Spannungskomparator. Überschreitet bei Ausfall der Spannungsregelung die mit P3 im Spannungsteiler P3/R8/R9 einstellbare Spannung an Pin 2 eine interne Referenzspannung von 2,6V, wird der Thyristor über Pin 8 gezündet. Der erzeugte Kurzschluss himmelt augenblicklich die 6,3A-Schmelzsicherung (besser die als die Endstufe).

Noch einige Anmerkungen zur Überspannungssicherung: Sie soll einspringen, falls die Regelung im µA723 ausfällt oder die Collector-Emitterstrecke der Längstransistoren einen Schluss bekommt und somit die ungeregelte Spannung auf den Ausgang durchgereicht wird. Ein Schluss zwischen Collector und Emitter ist eher selten, wahrscheinlicher ist im Schadensfall eine Unterbrechung. Es liegt also im Ermessen, wie weit der Schutz der Endstufe getrieben werden soll. Fallweise kann auch die Bestückung mit dem MC3423 und dem Thyristor entfallen, wenn der Überstromsicherung mit R7 am µA723 ausreichend Vertrauen geschenkt wird. Mit 6.3A ist die Schmelzsicherung (Charakteristik flink) stärker als die bei ca. 3,8A ansprechende Überstromsicherung dimensioniert. Sie soll erst in Aktion treten, wenn alle anderen Regelmechanismen ausgefallen sind.

3  Ausführung

Das Platinenlayout orientiert sich am vorhandenen Kühlkörper.

PA-Netzteil bestückte Platine

Abb. 3.5.3: Netzteilplatine

Bis auf die beiden Längstransistoren T2, T3 mit R5 und R6 ist die Schaltung auf der Platine untergebracht. Wärmelasten sind oben (bis aus R7, links unten in Abb. 3.5.3), die Elkos unten angeordnet. Die roten Kabel in Abb. 3 stellen die Verbindungen zu den Längstransistoren her.

Der Brückengleichrichter wird mit einem Fingerkühlkörper 46x46x26 mm, bei dem eine Seite abgeschnitten ist, gekühlt. Ohne die abgeschnittene Kühlfingerseite wäre der Wärmewiderstand 6k/W gewesen, mit nur noch ¾ Fingern ca. 7,5 k/W. Bei 3 A Gleichspannungsnennstrom ergäbe sich für jeweils zwei leitende Dioden des Brückengleichrichters eine Verlustleistung von 2x0,7x3= 4,2W (grobe Peilung). Hinzuzurechnen wäre noch der Nachladestrom in die Elkos, mal angenommen mit 25%, ergibt gut 5W. Die Erwärmung beträgt damit etwa 7,5x5~38 oC.

PA-Netzteil Kühlkörper

Abb. 3.5.4: Netzteilrückseite mit dem altmodischen Kühlkörper.

Die beiden Längstransistoren sind mit durch Bohrlöcher geführte RG58-Seelen verbunden.

4  Einstellungen und Messungen

Zur Inbetriebnahme ist die 6,3A-Sicherung noch nicht eingesetzt. Mit P1 wird die gewünschte Ausgangsspannung, z.B. 13,8V, eingestellt. Stehen geeignete Hochlastwiderstände, ggf. zusammen mit einer 12V Halogenlampe, zur Verfügung, kann die Strombegrenzung justiert werden, ansonsten P2 auf Maximalwert stellen. Mit 10,9 cm Konstantan 0,6 mm (1,7 Ohm/m) ergibt sich ein Wert von 0,185 Ohm, so dass die Strombegrenzung bei ca. 3,8 A (0,7V/0,185Ω) anspricht.

Zur Einstellung der Überspannungssicherung (6,3A-Sicherung immer noch nicht eingesetzt) wird an den Ausgängen 6 und 7 (vgl. Abb. 1) ein Labornetzteil (mit Strombegrenzung) angeschlossen und langsam auf 16V hochgeregelt. Hat der Thyristor bis dahin noch nicht angesprochen, kann dies bei 16V mit P3 herbeigeführt werden. Nach einer Zündung muss der Thyristor durch Unterbrechung der Stromversorgung zurückgesetzt werden.

Einen Dauertest mit ca. 3A bei 14V hat das Netzteil anstandslos überstanden. Der Leistungskühlkörper wird warm, aber nicht heiß. Der Gleichrichter erwärmt sich allerding recht stark. Gemessen wurden bei 10W Dauerstrich-Ausgangsleistung der PA am Leistungskühlkörper ca. 35°C und am Gleichrichter-kühlkörper ca. 52°C bei 25°C Raumtemperatur ohne Zwangskühlung mit einem Ventilator. Der Kühlkörper für den Thyristor ist eigentlich unnötig.

Das beschriebene Netzteil lässt sich auch für höhere Lasten auslegen, indem neben einem stärkeren Trafo weitere Längstransistoren und Ladeelkos hinzugefügt werden. Natürlich ist die Kühlung des Gleichrichters und der Längstransistoren entsprechend anzupassen.

Referenzen

[1] http://www.amateurfunkbasteln.de/vschutz2/vschutz2.html
[2] http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AN004E-D.PDF
[3] http://www.onsemi.cn/pub_link/Collateral/MC3423-D.PDF
[4] http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm723.pdf

3.6 20W PA-Tiefpassfilter

Hinweis vorab:
Zu Beginn sollte geklärt werden, wo geeignete Kondensatoren beschafft werden können. Die Spannungsfestigkeit sollte mindestens 100V betragen. Für geringe Verluste im Durchlassbereich kommen nur hochwertige Ausführungen in Frage wie Glimmer/Mica, COG/NP0 und ggf. WIMA FKP-2 - KERKO-500 zählen, wenn überhaupt nur für kleine Werte, nicht dazu. Was die Kondensatoren verbraten, verbiegt die Durchlasskurven und fehlt an der Antenne.
Für einen kompakten Aufbau wurden hier SMD 1206 COG-Kondensatoren verwendet, Spannungsfestigkeit ab 100V aufwärts. Bei reichelt.de, conrad.de und vielen anderen hört die SMD-Welt aber schon bei 50V auf
.

1    Vorüberlegungen

Da die geplante 20W-PA eine Gegentaktendstufe hat, ist eine Unterdrückung der zweiten Harmonischen so um die 30-40 dB, der dritten jedoch nur um 20-25 dB zu erwarten. Ein Tiefpass mit Cauer-Charakteristik und erstem Pol auf der zweiten Harmonischen ist also nicht unbedingt erforderlich. Stattdessen wurde ein Chebyshev-Filter der Ordnung 7 gewählt. Wie schon beim Frontend leistete ELSIE [1] bei der Auslegung treue Dienste.

Um zu sehen, wie weit Berechnungen und reale Aufbauten übereinstimmten, erfolgten zunächst Tests mit einem 80m- und einem 20m-Filter. Daraus ließ sich zuerst ableiten, dass eine Cut off-Frequenz von 7 bis 10% über der oberen Bandgrenze ein akzeptabler Ansatz war. Gewählt wurde 10%, für das 20m-Band also z.B. 14,35 x 1,1 = 15,785 MHz.
Der zweite Parameter, der Chebyshev-Ripple, wurde "nach Gefühl" gewählt. Aus Veröffentlichungen anderer Autoren, z.B. [2], [3] [4], wurden mit ELSIE-Simulationen Werte von 0,1 bis 0,001 dB reproduziert. Ein hoher Ripple bewirkt eine steiler abfallende Flanke, dabei allerdings eine geringe Rückflussdämpfung (return loss) bzw. ein höheres VSWR. Beispiele für 20m mit Ripple 0,1, 0,05 und 0,01 dB nachfolgend:

ELSIE 20m Chebyshev 0,1 dB Ripple

Abb. 3.6.1: 20m ELSIE Chebyshev 0,1 dB Ripple, Transmission und VSWR

ELSIE 20m Chebyshev 0,05 dB Ripple

Abb. 3.6.2: 20m ELSIE Chebyshev 0,05 dB Ripple, Transmission und VSWR

ELSIE 20m Chebyshev 0,05 dB Ripple

Abb. 3.6.3: 20m ELSIE Chebyshev 0,01 dB Ripple, Transmission und VSWR

Ein Ripple von 0,05 dB erschien ein guter Kompromiss zwischen Flankensteilheit und VSWR. Mit diesen Daten (Cut-off-Frequenz 10% über der oberen Bandgrenze und Chebyshev 0,05 dB Ripple) ergab die ELSIE-Berechnung:

ELSIE Berechnung

Abb. 3.6.4: ELSIE-Berechnung

fu = obere Bandfrequenz, fc = Grenzfrequenz (cut off), IL = Durchlassdämpfung (insertion loss).

Wie im Frontend teilen sich die benachbarten oberen Bänder 12+10m sowie 17+15m je einen Tiefpass. Zusätzlich zusammengefasst sind 30+20m und 60+40m.

2 Schaltung

Das Schaltungsprinzip wiederholt im Wesentlichen das des Frontendbandfilters. Die Filter werden über den ULN2803 mit Relais jeweils in den Signalpfad geschaltet. Die Doppelkontakte der Fujitsu-Relais NA12WK (Spule 12V/12 mA, Polarität beachten!, 2 Wechsler 2A, Schaltleistung 30W, Schaltspannung 250 VAC, bei reichelt.de erhältlich) sind parallel geschaltet. Die Ansteuerung per I2C vom Microcontroller im Si570-LO (siehe RX-Signalpfad - Local Oscillator (VFO)) besorgt ein PCF8574A, I2C-Adresse 74 hex. Der PCF8574 hat einen kleinen Nachteil in der Schaltung mit dem ULN2803. Nach dem Einschalten und vor dem ersten Ansprechen über I2C liegen alle Ausgänge P0 bis P7 hoch, so dass über den ULN2803 alle Relais angezogen sind. Das schlägt dann mit ca. 140 mA zu Buche. Ab der Version 3.02 der Si570-LO-Software wird dem so begegnet, dass Frontendbandfilter und Tiefpassfilter unmittelbar mit dem Einschalten des TRX angesteuert werden.

Von der Maximalauslegung mit 12 Bändern von 160 bis 2m in der Si570-LO-Firmware V1 und V2 wurde wieder Abstand genommen. Das Frontend-Bandfilter beschränkt sich auf die 8 Kanäle eines PCF8574A, entsprechend ein PCF8574A im Tiefpassfilter. Um die Konfiguration des Tiefpassfilters unabhängig von der Si570-LO-Firmware vornehmen zu können, werden die Kanäle von Frontend-Bandfilter und Tiefpassfilter über eine Diodenmatrix gekoppelt, hier also 8 Frontend-Kanäle auf 6 Tiefpass-Kanäle. Die aktualisierte Si570-LO-Firmware V3 steht im Download (RX-Signalpfad - Local Oscillator (VFO)) zur Verfügung.

Tiefpass Schaltung

Abb. 3.6.5: Tiefpass Gesamtschaltung

3 Ausführung

Als Hauptproblem erwies sich die Beschaffung geeigneter Kondensatoren für die Tiefpässe. Dem Sortiment von reichelt.de folgend wurden zunächst einige Kondensatoren beschafft (Glimmer, WIMA FKP-2 und KERKO-500, bis 100p wohl noch brauchbar, SMD 1206 ≥ 100V: Fehlanzeige). Damit gestaltete sich das Platinenlayout doch ziemlich ausladend. So viel Platz war im TRX-Gehäuse nicht mehr.

SMD-Kondensatoren könnten platzsparend auf der Leiterseite untergebracht werden, womit sich die Ringkerne auf der Oberseite enger zusammenrücken lassen. Gesucht und schließlich eingesetzt wurden Bauform 1206, Material COG/NP0 (!), Spannungsfestigkeit ≥ 100V. Eine zeitraubende Google-Suche fand bei mercateo.de schließlich alles, was gebraucht wurde. Bestellt wurden je Wert 20 Stück zum Ausmessen über eine Firma, da Mercateo nur Firmenkunden beliefert. de.mouser.com oder rfw-elektronik.de wären auch noch eine Quelle. Egal wo, es geht richtig ins Geld.

ELSIE Rechnung und Bauelementeauswahl

Abb. 3.6.6: Tiefpass, Auswahl der Bauteile

Für 20W Ausgangsleistung sind T50-Kerne ausreichend. Im 160m-Band werden T68-Kerne eingesetzt, da auf einem T50-Kern die Windungszahl mit 0,6 CuL nicht unterzubringen ist. Ein Ausmessen der Bauteile, Kondensatoren wie erst recht der Ringkernspulen, ist unerlässlich. Aufgrund der Toleranzen lassen sich die Kondensatoren halbwegs auf Sollwert selektieren, daher etwas mehr bestellen. Kritisch sind geringe Abweichungen aber offenbar nicht.

Wie in Abb. 3.6.5 angedeutet, besteht das Tiefpassmodul aus zwei gleich großen Platinen, die über Steckkontakte miteinander verbunden sind: (1) die sechs Tiefpässe und (2) die Ansteuerung, siehe Abb. 3.6.7. Die Tiefpassplatine ist doppelseitig, Rückseite als Massefläche mit Durchkontaktierungen. Die Bestückung ist gemischt: SMD-Kondensatoren und Relaisdioden auf der Leiterseite, Rest von der Rückseite durchgesteckt, Bohrungen entsprechend gesenkt. Die Steuerungsplatine ist einseitig, Bestückung komplett auf der Leiterseite. Für die Drosseln sind mehrere Varianten möglich: Ringkerne im Raster 5 mm wie in Abb. 3.6.9, axiale MICC- oder SMCC-Drosseln oder SMD 1210 LQH3N (reichelt.de). Die Platinen sind in bewährter Manier mit CorelDraw und dem Lasertoner-Transferverfahren hergestellt.

Zur Bestückung der Tiefpässe wurden zunächst die ausgemessenen Kondensatoren verlötet und die Gesamtkapazitäten kontrolliert. Sie lagen im Rahmen der Berechnungen. Anschließend wurden die Ringkerne durch Stauchen bzw. Strecken der Wicklungen auf den Sollwert getrimmt und dann eingelötet.

Beide Platinen sind über Steckkontakte für die Relaisversorgung verbunden. Verwendet werden die Kontaktbuchsen SPL xx und die Adapterleisten AW 122/xx von reichelt.de. Die kleine metallische Verdickung an den Kontaktbuchsen ermöglicht ein Verlöten auf der Leiterseite. Das geht bei den Buchsenleisten BL 1X... von reichelt.de nicht. Hier ist Präzision beim Einlöten gefragt: Zuerst jeweils den inneren Pin der Kontaktbuchsen auf der Leiterseite der Tiefpassplatine nach Augenmaß senkrecht einlöten. Dann die Adapterleisten in die Buchsen stecken und die Steuerungsplatine mit der Leiterseite nach oben auflegen, so dass die Pins der Adapterleisten in alle Bohrungen passen. Ggf. den Sitz der Buchsen mit dem Lötkolben korrigieren. Nun die Pins der Adapterleisten auf der Steuerungsplatine verlöten. Anschließend die zweiten Pins der Buchsen auf der Tiefpassplatine verlöten, ohne die Steuerungsplatine zu entfernen. Danach werden die Dioden zwischen die Anschlüsse der Relaisspulen gelötet.

Tiefpass Seitenansicht

Abb. 3.6.7: Tiefpass Seitenansicht, unten die aufgesteckte Steuerungsplatine

Tiefpass Leiterseite

Abb. 3.6.8: Tiefpass Leiterseite (doppelseitige Platine)

Tiefpass Steuerung

Abb. 3.6.9: Tiefpass Steuerung (einseitige Platine)

Einen Streich haben mir die Relais gespielt. Sie sind gepolt (+-Zeichen in Abb. 3.6.5). Das habe ich beim ersten Platinenlayout nicht beachtet, so dass die untere Relaisreihe in den Abb. 3.6.8 und 3.6.9 falsch gepolt nicht anzog. Im Prototyp mussten daher die Anschlüsse mit Drahtbrücken getauscht werden, was ich in den Abbildungen dann doch nicht präsentieren wollte. Die Platinenlayouts im Download sind entsprechend korrigiert.

4 Messungen

Die nachfolgenden Abbildungen zeigen die Messungen (Transmission und VSWR) mit dem FA-NWT. Bei der VSWR-Messung mit dem Reflexionsmesskopf ist das abseitige Ende des Tiefpasses mit 50 Ohm abgeschlossen. Die Messpunkte 1 bis 3 wurden jeweils auf die obere Bandgrenze fu und die jeweiligen Harmonischen 2 x fu und 3 x fu gelegt. Die Durchlassdämpfung mit 0,39dB, bei 40m mit 0,59dB, bei 80m sogar mit 0,89dB, enttäuscht etwas. Die Sperrdämpfungen sollten ausreichen. Das VSWR liegt mit 1,1 bis 1,26 im erwarteten Rahmen, Ausnahme bei 10m mit 1,35. Insgesamt aber so schlecht auch wieder nicht. Leider sind mir Messungen anderer Autoren zum Vergleich nicht bekannt.

20W PA Lowpass 160m Trans & VSWR

20W PA Lowpass 80m Trans & VSWR

20W PA Lowpass 40m Trans & VSWR

20W PA Lowpass 20m Trans & VSWR

20W PA Lowpass 15m Trans & VSWR

20W PA Lowpass 10m Trans & VSWR

Abb. 3.6.10: Durchlasskurven für die Bänder 160 bis 10m

Referenzen

[1] Tonne Software, ELSIE, http://tonnesoftware.com/elsie.html
[2] Chebyshev 0,1 dB: http://www.dl4jal.eu/picastar_dl4jal/tp.html
[3] Chebyshev 0,01 dB: http://www.radio-kits.co.uk/radio-related/G4TZR_LPF/G4TZR_LPF.htm
[4] Chebyshev 0,001 dB: http://www.gqrp.com/harmonic_filters.pdf
 

3.7 Klapperfreies Antennenrelais

Beim Antennenrelais, besser elektronischen Sende-/Empfangsumschalter, stand der K2 von elecraft Pate [1]. Stephen Wilson, G3VMW, zeigt in seiner Version des Pic-A-Star [2] eine für 100W ausgelegte Variation dieses Schalters. Der wurde mit einigen Modifikationen nachgebaut. Unter anderem wurde statt des ZVN4424A im K2 (VDS=240V) ein ZVNL120A (VDS=200V) verwendet, der bei reichelt.de zu haben ist.

Revision vom 08.04.2013: Der MOSFET T5 in der ersten Version vom 24.12.2011 ist zum Ersten gar nicht nötig, um im TX-Modus das Gate von T6 (Hochspannungs-MOSFET ZVNL120A) sauber auf Masse zu ziehen und damit zu sperren, zum Zweiten schließt er bei einer Fehlfunktion in der RX/TX-Umschaltung den Collektor von T4 fast kurz. T5 und seine Beschaltung wurden entfernt. Stattdessen sorgt der 10k-Widerstand R3 am Gate von T6 (in der revidierten Schaltung nun T5, s.u.) für ein ordentliches Low-Potenzial am Gate von T5 sowie den Dioden D3, D4 und D5 im TX-Betrieb. Weniger ist manchmal mehr. Schaltung und Platinen nachfolgend in der revidierten Fassung.

Antenna switch Schaltung

Abb. 3.7.1: Schaltbild des Antennenumschalters Antenne auf RX bzw. TX

Der Antennenschalter nutzt die Fähigkeit der Gleichrichterdiode 1N4007 aus, aufgrund ihrer Struktur auch als PIN-Diode zu arbeiten, auch wenn die Hersteller diese Anwendung wohl nie beabsichtigt haben. Es wurden vor Jahren beschaffte 1N4007 eingesetzt. Ob sich Dioden aus aktueller Fertigung mit ggf. anderer Herstellungstechnik auch noch wie PIN-Dioden verhalten, kann nicht gesagt werden.

Die Ansteuerung für den TX- bzw. RX-Betrieb erfolgt über T1/T3 (TX, Anschluss 3) bzw. T2/T4 (RX, Anschluss 4). Damit erhält im TX-Betrieb die PA das HF-Signal aus dem Bandpassfilter auf den PA-Eingang (Pin 2), im RX-Betrieb wird das Antennensignal zum Bandpassfilter durchgereicht. Der PA-Ausgang ist permanent mit dem Ausgangspin 7 und dem Tiefpassfilter LPF verbunden. Die Transistorschalter mit T1 bis T4 entlasten die Steuersignale +12V RX bzw. +12V TX.

TX-Betrieb
Ziel ist, das HF-Signal vom Anschluss (1), Ausgang Bandfilter, zum Anschluss (2), PA-Input, zu verbinden und den Rückfluss des verstärkten PA-Signals vom Anschluss (7) auf den RX-Zweig zu verhindern.

T1 ist mit den an Anschluss 3 liegenden +12V durchgeschaltet, zieht damit die Basis von T3 runter, so dass T3 leitet und D2 in Durchlassrichtung vorgespannt wird. Das HF-Signal findet nun seinen Weg von Anschluss (1) über die leitende D2 zum Anschluss (2).
Auch D3 erhält an der Anode eine positive Vorspannung und leitet ggf. vorhandene Rest-HF über C4 ab, die über die gesperrte D1 gelangen könnte. Über die Drosseln RFC2/3 sorgt R3 für Low-Potenzial an den Anoden von D4 und D5 sowie an Gate von T5. T5 sperrt, womit an den Kathoden von D4 und D5 die +138V-Hochspannung anliegt. Mit dieser extremen Sperrspannung reduzieren sich die Sperrschichtkapazitäten erheblich und bewirken damit eine gute HF-Isolation.

RX-Betrieb
Ziel ist, das Empfangssignal vom Anschluss (7), gemeinsam genutztes Tiefpassfilter, zum Anschluss (1), Eingang Bandfilter, zu verbinden und der PA kein HF-Signal an den Anschluss (2) zu liefern. Die PA ist weiterhin mit dem Tiefpass, Anschluss (7), verbunden, zumindest aber deren Treiberstufe stromlos.

T2 ist mit den an Anschluss 4 liegenden +12V durchgeschaltet, zieht damit die Basis von T4 runter, so dass T4 leitet und +12V an das Gate von T6 und über RFC3 an die Anode von D5 legt. T6 steuert damit durch, D5 wird leitend. Über RFC2 werden ebenfalls D4 und D1 leitend. Die Verbindung vom Tiefpass (7) zum Bandfilter (1) ist geschaltet. D2 und D3 sind gesperrt.

Die Signalwege in Stellung RX bzw. TX sind nachfolgend verdeutlicht.

Signalweg RX & TX

Abb. 3.7.2: Die HF-Signalwege in den Stellungen "RX" und "TX"

Da im Bandpassfilter bereits eine RX/TX-Umschaltung vorgesehen ist, kann hier das Signal direkt an die PA geführt werden. Die Schaltung sorgt also nur noch für eine Isolation des PA-Outputs hin zu dem elektronischen RX/TX-Umschalter mit einem FST3125, siehe RX-Signalpfad - RX-Frontend.

Signalweg TX mit RX/TX Umschaltung im BPF

Abb. 3.7.3: Der Signalweg in Stellung "TX" mit dem RX/TX-Umschalter im Bandpassfilter

Damit die Dioden D4 und D5 für den Sperrzustand mit geringer Sperrschichtkapazität  auch ordentlich vorgespannt werden, ist ein kleiner Spannungsgenerator vorgesehen, der knapp 140 V liefert.

HV-Generator Schaltung

Abb. 3.7.4: Schaltbild des Hochspannungsgenerators

Um HF-Einstrahlung des Quarzoszillators in den Antennenumschalter zu verhindern, ist der Spannungsgenerator auf einer separaten Platine untergebracht. Für den abgeschirmten Einbau sind Schubert-Gehäuse Nr. 2 (37x74x30 mm) für den Antennenschalter und Nr. 12 (37x55x30 mm) für den HV-Generator vorgesehen. Die drei roten Bauteile sind WIMA FKP-2-Kondensatoren 10nF/630V=.

Antennenumschalter und HV-Generator Platinen

Abb. 3.7.5: Der Antennenumschalter auf der linken Seite ist ein erster Prototyp.

Messungen

Die HF-Isolation einfacher Umschaltrelais ist ja nun nicht so besonders. Gespannt war ich deshalb auf die Messungen. Hier sind die mit dem NWT für den Bereich 1 bis 50 MHz aufgenommenen Ergebnisse:

Messung TX-Zweig (Pin1 - Pin2)

Abb. 3.7.6: Durchlasskurven zwischen den Anschlüssen (1) und (2), TX-Zweig

Blau: Durchlass "TX ein", rot Sperrverhalten "TX aus/RX ein".
Die Durchlassdämpfung ist annähernd konstant, bei 30 MHz z.B. 0,6 dB. Die Sperrdämpfung ist stark frequenzabhängig (Sperrschichtkapazität), bei 30 MHz beträgt sie z.B. nur noch 18 dB, was tolerierbar sein sollte, da der PA-Treiber im Empfangsmodus abgeschaltet wird. Ist sozusagen der Hosenträger zusätzlich zum Gürtel.

Messung RX-Zweig (Pin1 - Pin7)

Abb. 3.7.7: Durchlasskurven zwischen den Anschlüssen (1) und (7), RX-Zweig

Blau: Durchlass "RX ein", rot Sperrverhalten "RX aus/TX ein".
Das Ergebnis ist gar nicht mal so schlecht:
Sperrdämpfung fast konstant, ca. 42 dB, zwischen 1,8 und 50 MHz.
Durchlassdämpfung im RX-Zweig von 1,2 dB (1,8 MHz) bis 1,8 dB (30 MHz) ist allerdings schon merklich, da drei Dioden im Signalzweig liegen.

Gibt es Alternativen zur Schaltung der HF mit PIN-Dioden, wenngleich hier mit "missbrauchten" 1N4007-Gleichrichterdioden? Im Web ist nichts Greifbares zu finden. In [3] hat DL2AVH einen Vorschlag mit MOSFETs BSS 138/123 veröffentlicht, mit denen QRP-Leistungen schaltbar sein sollen.
 

Referenzen

[1]    http://www.elecraft.com/k2_page.htm
[2]    http://www.g3vmw.demon.co.uk/
[3]    DL2AVH, Klapperfreies Antennenrelais, FA 2/2000, S. 183

 

3.8 Antennenrelais, es geht auch einfacher

Ein Antennenrelais geht auch einfacher. Mit Klapperrelais.

Simple antenna switch 2016

Abb. 3.8.1: Einfaches Antennenrelais, Schaltung.

Wenn es nicht mit der Brute-Force-Methode gehen soll, mit einem einzigen Relaisumschalter den TX oder den RX an die Antenne zu schalten, braucht es zwei Relais mit je zwei Umschaltkontakten. Zwei Umschaltkontakte, S1a und S2a in Abb. 3.8.1, sorgen dafür, dass die PA deaktiviert oder mit der Gate-Vorspannung +12V TX aktiviert wird. +12V TX liegt an, wenn im SSB-Betrieb die VOX schaltet oder bei CW-Tastung. Die Kontaktpaare S1b und S2b schalten wahlweise den RX oder die erst mit Schließen der Kontakte S1a und S2a aktivierte PA über das Tiefpassfilter an die Antenne. In Stellung "TX" legt S1b das RX-Frontend an Masse.
Achtung! Die verwendeten Subminiaturelais NA12WK (max. Schaltspannung 250V AC/ max. Schaltleistung 30W) sind nur für die hier beschriebene Kleinleistungs-PA geeignet.

Im unteren Teil von Abb. 3.8.1 ist eine Nachlaufschaltung mit einem NE555-Timer dargestellt. Sie wird über Anschluss (9) mit dem Steuersignal +12V TX angestoßen und schaltet augenblicklich über den Pin 3 (Out) des NE555 die Relais RL1 und RL2. Die Zeitkonstanten bis zum Abfall der Relais bestimmen R7, R8 und C6. Eine Nachlaufschaltung, d.h. einen retriggerbaren Monoflop, bewirkt D4 zwischen dem zeitbestimmenden C6 an den Pins 6 und 7 und dem Triggereingang Pin 2. Sie zieht die Pins 6 und 7 auf low, solange T2 durchgeschaltet ist, aber auch, wenn T2 intermittierend, etwa bei CW, schaltet. Erst nach dem letzten Schaltzyklus von T2 beginnt die durch R7, R8 und C6 festgelegte Haltezeit. Diese wird über T1 vom +12V CW-Signal (8) gesteuert. Im Ruhezustand, CW-Steuersignal low oder nicht vorhanden, schließt T1 den Widerstand R7 kurz. Diese für SSB wirksame Schaltverzögerung ist mit R8 und C6 ca. 50 msec. Liegt an Anschluss (8) das +12V CW-Steuersignal an, sperrt T1, so dass zusätzlich auch R7 zeitbestimmend wird mit einer Zeitkonstante von ca. 500 msec. Damit wird verhindert, dass die PA während einzelner CW-Tastungen von der Antenne getrennt wird. Die Zeitkonstanten können mit R7 und R8 ggf. modifiziert werden. Das +12V CW-Steuersignal liegt permanent bei der gewählten Betriebsart CW an. Ansonsten ist es nicht vorhanden oder Null Volt.

Mit der Schaltung um D3 wurde noch eine einfache Leistungsmessung als TRX-interne Ergänzung zur Leistungs- und SWR-Anzeige im Antennentuner vorgesehen. R1 und R2 sind bedrahtete Metallschicht-ausführungen. Diese und R3 sind für das verwendete 1mA S-Meter-Profilinstrument an der TRX-Frontplatte ausgelegt, ein Antikchen aus dem Hause Collins Radio Company. Vollausschlag bei 20W.

Da der NE555 gerade nur in der DIP8-Version zur Hand war, wurde er gesockelt in SMD-Manier auf der Leiterseite angeordnet, wobei die Pins der IC-Fassung winklig nach außen umgebogen sind. Für C6 wird ein " High Cap" X7R-Kondensator im Format 1206 verwendet. Platinenlayout, Bestückungsplan und Schaltung im Download.

3.9 Intermodulationsmessungen

Mit den USB-gesteuerten SDR-Receivern und entsprechender Software ist eine HF-Spektrumanalyse mit vergleichsweise geringem Aufwand möglich. Damit und ermuntert durch den Artikel von Werner Schnorrenberg, DC4KU, in [1] wurde die Vermessung der PA nun endlich in Angriff genommen.

Spectrum 14.2MHz, 18W

Abb. 3.9.1: Spektrum 14,2MHz, 18W (PA übersteuert).

Wozu das Ganze? Betrachten wir das am TX-Ausgang gemessene Zweitonspektrum oben aus Sicht der Gegenseite, also des Empfängers. Und nehmen wir mal an, dass die zwei Hauptpeaks mit 1.200 und 1.600Hz moduliert sind. Das Frequenzverhältnis der beiden ist 3:4. Musikalisch ist das eine wohlklingende Quarte. Sie klänge angenehm in den Ohren, wenn nicht auch die anderen Störfrequenzen, die Intermodulationsverzerrungen (Intermodulation distortion, IMD) vorhanden wären. Diese entstehen durch Mischung von Oberwellen der beiden Grundfrequenzen. Der Wohlklang ist dahin.

Das, was der Empfangende nach Selektion im ZF-Filter hört, sind die Peaks im hell schattierten Bereich der ZF-Filterbreite, also "in band". Die Störpeaks hier stehen für die "Inband IMD".

Je nachdem wie hoch die weiter außerhalb liegenden IMD-Anteile infolge Übersteuerung des TX sind, bekommt auch die Nachbarschaft ungefragt was davon ab. Unser Signal macht sich ungebührlich breit im Band.

Hier ist also zu untersuchen, ob und wie gut die unerwünschten Intermodulationsprodukte unterdrückt werden, um "in band" ein möglichst verzerrungsfreies Sprachsignal zu erzeugen und außerhalb des Modulationsbandes andere Teilnehmer nicht zu stören. Verhindern lässt sich IMD nicht, nur angemessen reduzieren. Das stärkste IM-Produkt, IM3=2f1-f2 bzw. 2f2-f1, sollte um mindestens 30dB bezogen auf das Nutzsignal, die beiden Grundfrequenzen f1 und f2, abgeschwächt sein. In Abb. 3.9.1 sind es gerade einmal 15dB.

Da das komplexe Sprachspektrum messtechnisch nicht auswertbar ist, begnügt man sich für SSB-Betrieb üblicherweise mit einem Zweitontest mit diskreten Spektrallinien wie im obigen Bild.

Eingesetzt wurden der SDR Receiver DX Patrol [2] und SDR# [3], Version 1490 (Nov. 2016) unter Microsoft Windows 10. Das in Microsoft C# ("C sharp") programmierte aktuelle SDR#, daher der Name "SDR sharp", basiert auf Microsoft .NET 4.6, das ab Windows 7 SP1 nutzbar ist. Vorteil der aktuellen Version von SDR# ist die automatische Installation einschl. des ZADIG-USB-Treibers mit dem Batch-File install-rtlsdr.bat im .zip-File von [3]. Der PC muss dabei online sein.

Die letzte Version 1361 für WindowsXP (mit .NET 3.5) ist unter [4] noch zu haben. Der ZADIG-USB-Treiber ist unter [5] (Zadig for Windows XP) erhältlich, muss aber manuell installiert werden.

SDR# verlangt dem PC einiges an Rechenleistung ab. Insbesondere ältere WinXP-Rechner könnten eventuell an ihre Grenzen stoßen und sich einfach aufhängen.

3.9.1   Messanordnung

Measurement arrangement

Abb. 3.9.2: Anordnung zur Intermodulationsmessung.

  • Der Zweitongenerator wird an den Mikrofoneingang des TRX angeschlossen. Ausgangsspannung des Generators und Aussteuerung des Mikrofonverstärkers werden so eingestellt, dass der DSB-Modulator ein verzerrungsfreies Zweitonsignal von ca. 800mVpp erhält.
  • Vor dem HF-Eingang des DX Patrol sind Abschwächer eingeschleift:
    40dB in der Dummy Load (Att. 1) und
    30dB Festabschwächer Att. 2, um den DX Patrol nicht zu übersteuern
  • Die PA-Ausgangsleistung wird mit der Scope-Anzeige eingestellt (Abb. 3.9.3).

Die Bandbreite des Scope sollte ausreichend sein, etwa Faktor 3, um auch noch in den hohen Bändern die Amplitude zuverlässig messen zu können. Die Amplitudengleichheit des Zweitons wird am minimalen Nulldurchgang des SSB-Signals vorab justiert.

Scope Vpp to PEP

Abb. 3.9.3: Auswertung der Scope-Anzeige am SSB HF-Zweitonsignal.

Der NF-Zweitongenerator macht es möglich, die gesamte Übertragungskette im TX beurteilen zu können. Die üblichen Verdächtigen sind schnell ausgemacht, was unerwünscht produzierte Signale angeht: alle Verstärker und Mischer. Dazu noch das ZF-Quarzfilter, das einige von ihnen auch wieder ausfiltern könnte.

TX measurement arrangement

Abb. 3.9.4: TX-Übertragungskette bei der Einfachmischung im TRX.

Das erste kritische Element ist der DSB-Modulator, wenn wir der Einfachheit halber einmal annehmen wollen, dass der Mic amp das Zweitonsignal linear, also verzerrungsfrei verstärkt. Der Zweitongenerator ist so optimiert, dass schon die ersten Oberwellen um mehr als 80dB abgeschwächt sind.

In einem Modulator/Mischer, egal ob mit Dioden oder wie hier mit einem Gilbert-Zellen IC MC1496 realisiert, entstehen neben den gewünschten Mischprodukten Verzerrungen an nicht linearen Kennlinien. Das sind einerseits Intermodulationsprodukte aus den HF-Signalen und zusätzlich Verzerrungen, also Oberwellen des vormals "sauberen" NF-Signals.

Um dem DSB-Modulator Ausflüchte, er hätte schon ein Schrottsignal vorgesetzt bekommen, zu entkräften, wurde das NF-Spektrum an seinem Eingang gemessen: Es ist sauber.

Two tone spectrum

Abb. 3.9.5: Zweitonspektrum 850mVpp am DSB-Modulatoreingang.

Nun noch die Preisfrage nach den zu verwendenden Zweitonfrequenzen. Zunächst die weit verbreitete Paarung 700 + 1.900Hz, jeweils ca. 400Hz von den Grenzen des zu übertragenden Sprachbereichs entfernt.

Zweiton-Frequenzabstand

Rechenbeispiel für ein 9MHz ZF-System bei USB-Modulation (BFO auf der oberen Filterflanke). Die beiden gewünschten Mischfrequenzen sind f1 und f2.

DSB two tone 700+1900Hz

Abb. 3.9.6: DSB-Modulation, IM-Produkte für Zweiton 700+1.900Hz, ∆=1.200Hz.

Erste Feststellung: Bei den Zweitonfrequenzen 700 + 1.900Hz mit großem Frequenzabstand 1.200Hz fallen alle Intermodulationsprodukte aus dem Übertragungsbereich des nachfolgenden Quarzfilters. Eventuell tatsächlich vor ihm entstehende IM-Produkte entziehen sich also unserer Beobachtung.

Mit Zweitonfrequenzen 1.053 + 1.462Hz, also geringerem Frequenzabstand 409Hz, passen IM3 und IM5 noch in den Durchlassbereich des Quarzfilters. Die Symmetrie um die Filtermitte könnte noch etwas besser sein. Dass das obere IM7 als der kleinste IM-Anteil schon auf der Filterflanke gedämpft wird, nehmen wir mal so hin. Die dominanten IM3 und IM5 kommen durch.

DSB two tone 1053+1462Hz

Abb. 3.9.7: DSB-Modulation, IM-Produkte für Zweiton 1.053+1.462Hz, ∆=409Hz.

Diese beiden "schrägen" Frequenzen ergaben sich aus den zur Auswahl stehenden Bauelementen nach dem Umbau der obigen 700 + 1.900Hz-Version.

Da der SSB-TX nicht nur zwei Töne, sondern ein Sprachspektrum von etwa 300 bis 2.800Hz zu übertragen hat, würden wir uns bei der Messung mit der ersten Zweitonvariante 700 + 1.900Hz in die Tasche lügen, da bei dieser Messung die im DSB-Modulator und davor möglicherweise entstandenen Intermodulationsprodukte vom Quarzfilter verschluckt werden. Der am PA-Ausgang gemessene Intermodulationsabstand auf die Nutzsignale f1 und f2 erscheint damit höher ("besser"), als er tatsächlich ist.

Die Umkehrung macht aber auch Sinn:
Hoher Frequenzabstand erfasst das Intermodulationsverhalten der PA
   und eventuelle Störungen außerhalb des Übertragungsbandes,
geringer auch das der Verstärker und Mischer vor dem Quarzfilter

   und eventuelle Verzerrungen innerhalb des Übertragungsbandes.

Es würde also durchaus Sinn machen, mit beiden Varianten das Intermodulationsverhalten eines TX zu beurteilen. Der Vergleich der Messungen mit dem ursprünglichen 700 + 1.900Hz-Generator und dem mit den abgeänderten Frequenzen 1.053+1.462Hz zeigte allerdings keine auffälligen Unterschiede. Was für den Mic-Amp und den MC1496 spricht.

Zweiton-Frequenzverhältnis

Warum aber die krummen Zweitonfrequenzen wie 1.053 und 1.462Hz und nicht z.B. glatte 1.200 + 1.600Hz? Der Grund liegt in dem o.a. zweiten Schmutzeffekt im DSB-Modulator, ggf. auch im Mic-Verstärker, der möglichen Erzeugung von Oberwellen des NF-Eingangssignals. 1.200 und 1.600Hz sind zueinander harmonisch im Verhältnis 3:4, das ist musikalisch eine wohlklingende Quarte.

Wenn die Zweitonfrequenzen in einem harmonischen Verhältnis stehen, etwa 1:2, 2:3 oder 3:4, überlagern sich Produkte aus deren Oberwellen mit ungeraden IM-Produkten. Im Ergebnis erscheinen diese im Spektrum mit höheren Amplituden, täuschen also einen geringeren (schlechteren) IM-Abstand vor. Dieser zweite Oberwelleneffekt aus dem Frequenzverhältnis wirkt also entgegengesetzt zum Filtereffekt aus dem Frequenzabstand.

Two tone harmonics

Abb. 3.9.8: DSB-Modulation, IM-Produkte für harmonischen Zweiton 1.200+1.600Hz.

Bei nicht harmonischen Zweitonfrequenzen, etwa 1.170+1.580Hz, sind die in Abb. 3.9.8 rot gekennzeichneten Frequenzen verschieden und als getrennte Linien im Spektrum sichtbar, wenn Oberwellen vorhanden sind.

Die in Abb. 3.9.8, einem Auszug des Excel-Sheets im Download, weit außerhalb des blau markierten Durchlassbereichs liegenden IM-Produkte, auch alle mit gerader Ordnung wie IM2, werden sowohl im Bandfilter (Übertragungskette bis einschl. Mischer) als auch im PA-Tiefpass ausgefiltert, siehe Abb. 3.9.4.

3.9.2   Intermodulationsmessungen mit SDR#

Einstellungen in SDR#

SDR# Source

Abb. 3.9.9: Voreinstellungen in SDR#.

  • Source: Der installierte Zadig-Treiber RTL-SDR (USB) wird ausgewählt.
  • Mit Klick auf das Zahnrad-Icon öffnet sich das Fenster RTL-SDR Controller.
    Hier lässt sich mit dem Schieberegler "RF Gain" die Verstärkung einstellen. Sie sollte bei maximaler PA-Leistung knapp unter die 0dB-Anzeige des HF-Peaks eingestellt werden.
    Der dargestellte Frequenzbereich wird oben an der Frequenzanzeige in der Menüleiste, ggf. auch durch Ziehen mit der Maus unten an der Frequenzachse ausgewählt.
  • Radio: Für Messungen im HF-Bereich bis 30MHz ist für den DX Patrol ein Frequenz-Shift von -40.000.000Hz, das ist die Mischfrequenz des Kurzwellenkonverters, eingestellt.
  • FFT Display: Das zunächst mit angezeigte Wasserfalldiagramm wird für die Spektrumanalyse nicht gebraucht, View: Spectrum Analyzer.
    Die Auflösung der Darstellung ist mit "Resolution" wählbar, hier 65536.
  • AGC: Use AGC und Use Hang mit Haken aktivieren.
  • Schieberegler rechts:
    Offset: Verschiebt die gesamte Anzeige vertikal.
    Range: Dehnt/staucht die Anzeige vertikal. Ein Minimum von -80dB ist ausreichend.
    Contrast: Wirkt sich nur auf die Wasserfallanzeige aus.
    Zoom: Dehnt/staucht die Anzeige horizontal. Hiermit ist die Auflösung der IM-Produkte in der Umgebung des HF-Trägers einstellbar.

Intermodulationsmessungen

Um die einzelnen Peaks der IM-Produkte identifizieren zu können, muss zunächst die Frequenzanzeige mit einem ausreichend warm gelaufenen DX Patrol kalibriert werden. Hier am Beispiel 29MHz USB bei 9W Leistung. Mit dem Zoom-Schieberegler und wiederholter Anpassung der Frequenzachse wird die Darstellungsbreite passend gemacht. Mit Eintonmodulation ist der Träger leichter zu lokalisieren. Sehr stabil ist die Kalibrierung bei der hier zu verwendenden Frequenzauflösung allerdings nicht.

SDR# calibration

Abb. 3.9.10: Kalibrierung der Frequenzanzeige.

Die Frequenzanzeige oben in der Menüleiste wird auf 29.000.000Hz eingestellt. Der senkrechte rote Strich ist der Frequenz-Cursor. Im Fenster RTL-SDR Controller wird die Frequency correction so eingestellt, dass der Peak des nicht ganz unterdrückten Restträgers (in Abb. 3.9.10 gelb markiert) auf den roten Cursor fällt.

Zur Lokalisierung und Bestimmung des jeweiligen Pegels wurde so verfahren:

  • Durch Angleichung der Amplituden des NF-Zweitons werden f1 und f2 auf gleiche Höhe justiert.
  • Im Register links "Radio" CW markieren, Bandbreite ca. 300Hz.
  • Roten Frequenz-Cursor mit der Maus auf einen Peak ziehen.
  • Im QuickInfo (Tooltip) werden u.a. die angewählte Frequenz und die Peakhöhe angezeigt, siehe Abb. 3.9.11.
  • Mit dem Excel-Sheet (im Download) wird das zu der jeweiligen Frequenz passende IM-Produkt identifiziert.
    Aus der abgelesenen Peakhöhe berechnet Excel sogleich den IM-Abstand auf f1 bzw. f2.

Der TRX einschließlich PA-Tiefpass wurde im 80, 40, 20 und 10m-Band mit unterschiedlichen Leistungen vermessen.

Beispielhaft die Spektren für das 20m-Band bei 10W und 16W Ausgangsleistung, hier ohne Frequenzkalibrierung.

IMD 14.2MHz, 10W

Abb. 3.9.11: Spektrum 14,2MHz bei 10W Ausgangsleistung, IM3=-30dBc.

IMD 14.2MHz, 16W

Abb. 3.9.12: Spektrum 14,2MHz bei 16W Ausgangsleistung, IM3=-25dBc.

Der o.a. ARRL-Standard schlägt noch 6dB drauf und stellt damit den Bezug auf die Verdopplung durch Addition der f1- und f2-Signale her, also IM-Abstand bezogen auf Peak envelope Power, PEP.

Nachfolgend das Intermodulationsverhalten aufgetragen über die Ausgangsleistung, Zweiton 1.053 und 1.462Hz.

IMD 3.6MHz 2-16W

Abb. 3.9.13: IMD in Abhängigkeit von der PA-Leistung, 80m.

IMD 7.1MHz 2-16W

Abb. 3.9.14: IMD in Abhängigkeit von der PA-Leistung, 40m.

IMD 14.2MHt 2-16W

Abb. 3.8.15: IMD in Abhängigkeit von der PA-Leistung, 20m.

IMD 29MHt 2-16W

Abb. 3.8.16: IMD in Abhängigkeit von der PA-Leistung, 10m.Die ursprüngliche Einschätzung aufgrund des Sinussignals als 10W- statt als 20W-PA war schon berechtigt. Mit zunehmender Frequenz wird das Verhalten schlechter.

    Im Download sind Excel-Sheets zur Protokollierung der Messungen sowie zur Berechnung der IM-Produkte verfügbar.

    Referenzen

    [1]  DC4KU, SDR-Applikationen, FA 07+08/2015
           http://www.dc4ku.darc.de/Applikationen%20eines%20SDR-Receivers.pdf
    [2]  http://darcverlag.de/SDR-Receiver
           http://www.dc4ku.darc.de/SDR-Receiver_als_Spektrumanalysator.pdf
           http://www.dc4ku.darc.de/Empfindlichkeit_und_Rauschmass_des_DX-Patrol.pdf
           http://www.dc4ku.darc.de/Grosssignalfestigkeit_eines_SDR-Receivers.pdf
           http://www.dc4ku.darc.de/Vergleich_DX-Patrol-MK2_und_MK3.pdf
    [3]  http://airspy.com/download/
    [4]  http://www.radioscanner.ru/files/receivercontrol/
           http://www.qsl.net/4/4z4zq//sdrsharp/
    [5]  http://zadig.akeo.ie/
    [6]  http://www.ab4oj.com/test/docs/ssb_im.pdf
    [7]  https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/5429