Digitales SWR-/Powermeter mit PEP-Anzeige

SWR/Powermeter display unit

Gemeinschaftsentwicklung von DG1KPN und DL6GL

Das auf dieser Website hier und hier und hier beschriebene SWR-/Powermeter mit Dioden-gleichrichtern war ein erster bescheidener Versuch, sich dem Thema zu nähern. Die Zeit war nun doch reif, den Schwächen dieses Ansatzes abzuhelfen.

  1. Begrenzter Dynamikbereich der Dioden,
  2. unzureichende Messung der Peak envelope Power (PEP) bei SSB-Betrieb.

Der begrenzte Dynamikbereich, insbesondere im unteren Teil der Diodenkennlinie, bedingt, dass einiges an HF-Leistung auf die Antenne gegeben werden muss, um noch zuverlässig das SWR messen zu können. Gerade die unteren Bänder sind verstopft genug, sie nicht auch noch durch mitunter langwierige Antennenabstimmungen weiter zuzumüllen.

Die bisherige Messmethode - Spitzengleichrichtung mit Dioden und nachfolgend Mittelung im Microcontroller - lässt eine Bestimmung der Peak envelope Power des mit Sprache modulierten SSB-Signals nicht zu.

Mit der nachfolgend beschriebenen Neukonzeption haben wir erreicht:

  • Wahlfreie Konfiguration der zu messenden Maximalleistung über die Ringkerngröße und den Kopplungsfaktor. Auslegungshilfe in einem Excel-Sheet.
  • Zuverlässige SWR-Messung bis hinunter nach 0dBm (1mW) Eingangsleistung bei einem Mismatch von 1,1:1 mit dem realisierten 50W-Prototyp.
    Bei exakter Anpassung 1,0:1 braucht es 100mW (20dBm) für eine verlässliche SWR-Messung.
  • Richtschärfe (Directivity) des realisierten 50W-Prototyps deutlich besser als 40dB bis 30MHz, bei 50MHz noch 36dB.
  • Auswertung und Anzeige von Peak envelope Power (PEP), wahlweise gemittelter Leistung, und SWR mit einem Arduino NANO.
  • Bis zu vier Koppler können konfiguriert und kalibriert werden, lineare Zweipunktkalibrierung.

Referenzen

[1]  http://k6jca.blogspot.de/2015/06/antenna-auto-tuner-design-part-1.html
[2]  http://k6jca.blogspot.de/2015/01/notes-on-directional-couplers-for-hf.html
[3]  www.sm7ucz.se/Meters/Stockton_pwr_meter.pdf
[4]  https://encrypted.google.com/patents/US3426298
[5]  http://www.dl8kdl.de/projekte/elektronik/richtkoppler

 

Tags:

1 Lösungsansätze

1.1      Dynamikbereich

Logarithmische Verstärker wie der AD8307 lassen mit einem nutzbaren linearen Dynamikbereich von ca. -60 bis +10dBm unsere Dioden ziemlich alt aussehen, wie die Überschlagsrechnung ohne Einschränkungen infolge einer begrenzten Richtschärfe zeigt:

  Transmission Reflexion
Leistung 100W 50dBm 0,001W 0dBm
Kopplungsfaktor   -28dB   -28dB
Auskopplung   22dBm   -29dBm
Abschwächer   12dB   12dB
Log Amp Eingang   10dBm   -40dBm
VSWR   1,01    

Tab. 1.1: Beispielrechnung zur Messdynamik.

Dabei ist mit -40dBm der Dynamikbereich nach unten noch gar nicht ausgereizt.

1.2      Messung der Peak envelope Power (PEP)

Zur Ermittlung der Peak envelope Power (PEP) findet man zumeist Sample&hold-Schaltungen mit zwei Operationsverstärkern, wobei der erste niederohmig einen Kondensator auflädt und der zweite hochohmig die Ladespannung über eine festlegbare Zeitkonstante abgreift.

Die Peak envelope Power (Hüllkurvenspitzenleistung) ist nach Wikipedia die mittlere hochfrequente Wirkleistung am Ausgang einer Sendeendstufe, während das modulierende Signal seinen Spitzenwert hat.

Peak envelope

Abb. 1.1: Relevante Größen eines Zweitonsignals.

Mit einem Scope lassen sich die relevanten Größen wie in Abb. 1.1 leicht messen. Die Peak envelope Power ergibt sich zu

Es geht also darum, die jeweils aktuelle Spitzenspannung des modulierten HF-Signals zu ermitteln, um daraus die Effektivspannung VRMS zu berechnen, nach Abb. 1.1 also der rot angedeuteten Peak envelope zu folgen. Bei einem reinen CW-Träger mit konstanter Amplitude wäre die Peak envelope eine Waagerechte, PEP und mittlere Leistung also identisch.

Da wir ohnehin einen Microcontroller mit ADC zur Verfügung haben, sollte die Messung der aktuellen Spitzenspannung Vp auch ohne Umweg über die o.a. Sample&hold-Schaltung gehen.

Der ADC im Transmissionskanal tastet das Signal über eine festgelegte Zeit nach der maximalen Amplitude ab. Mit den Einstellungen des Controllers:

Controller-Takt   16MHz
ADC-Teiler 128, damit ADC-Takt 125kHz
13 ADC-Takte für eine Messung ADC Sample rate 9,6kHz

Das sollte nach Nyquist ausreichen, das modulierte Sprachspektrum nach Spitzen abzutasten.

Erste Tests mit dem NF-Signal aus einem UKW-Radio zeigten eine brauchbare Übereinstimmung zwischen dem Spitzenwert auf dem Scope und der vom ADC gemessenen Spannung, soweit das Auge dem folgen konnte.

Messungen am TX-Zweitonsignal mit einem Log Amp AD8307 kamen freundlicherweise zu dem gleichen Ergebnis:
Eintonmodulation (HF-Träger mit einer festen Frequenz): z.B. 0,8W.
Zweitonmodulation wie in Abb. 1.1: 3,2W.

Die gleich großen Zweitonsignale erzeugen eine Schwebung mit doppelter Amplitude. Da die Spannung quadratisch in die Leistungsgleichung eingeht, muss die Verdoppelung der Spannung zu einer Vervierfachung der Leistung führen.

Ganz genau wird der Faktor 4 und damit eine präzise PEP-Messung infolge Quantisierungsfehlern im 10Bit-ADC des AVR nicht zu erreichen sein. Ein wackelndes ADC-Bit, entsprechend ca. 2,5mV bei einer Referenzspannung von 2,5V, hat wegen der Zehnerpotenz in der Berechnung von dBm aus der Kalibrierungsgeraden des Log Amps in die Watt-Anzeige schon merkbare Auswirkungen.

2 Tandem match-Koppler

Wie beim vorherigen Diodenkonzept bilden der eigentliche Koppler und die logarithmischen Verstärker eine Einheit. Die Kopplerbauart und die Log Amps richten sich nach dem gewünschten Frequenzbereich, für HF etwa der Tandem match- (Stockton-) Koppler und AD8307, die wir nachfolgend darstellen.

Directional coupler

Abb. 2.1: Tandem match Koppler, Realisierung.

Je nach Polung der Transformatoren vertauschen die FWD- und REV-Ports. Die hier verwendete Polung ergab kürzere Verbindungen. Die blauen Punkte in Abb. 2.1 entsprechen den weißen Anschlüssen in Abb. 2.3. Hier ist der Forward-Port auf der Seite des Antennenausgangs.

Die für den Betrieb erforderlichen 50Ω-Abschlusswiderstände an den Forward- und Reverse-Ports bilden sauber abgeschlossene Pi-Abschwächer auf der Auswerteplatine (Abb. 3.1).

Wer den Koppler vorher mit einem Netzwerkanalysator vermessen will, sollte das untere Koax-Kabel in Abb. 2.1 auch an HF-taugliche Buchsen nach außen führen und die Abschlusswiderstände wechselseitig für die Messung dort aufstecken. Mit dem Trimmer lässt sich die Richtschärfe noch deutlich verbessern. Das geht aber auch ohne Netzwerkanalysator, wie wir unten zeigen.

Der Tandem match-Koppler, landläufig - zu Unrecht - nach dem von David Stockton, G4ZNQ, in Sprat 1989/90 veröffentlichten Bi-directional Inline Wattmeter [3] benannt, geht auf das Patent von Carl G. Sontheimer und Raymond E. Frederick [4] aus dem Jahr 1969 zurück. Vor David Stockton hat ihn John Grebenkemper, KI6WX, in QST, Jan 1987, in Amateurkreisen bekannt gemacht.

Die Arbeitsweise soll am folgenden Prinzipschaltbild mit geläufigerer umgedrehter Polung des Stromtransformators wie bei K6JCA erklärt werden.

Directional coupler

Abb. 2.2: Tandem match Koppler, Prinzipschaltbild.

Wir folgen dabei den großartigen Ausführungen von Jeff C. Anderson, K6JCA, in [1]. Die praktische Berechnung haben wir mit Excel nachvollzogen. Dabei kam u.a. heraus, dass die Auslegung der Ringkerne in unseren o.g. ersten Versuchen etwas blauäugig war. Auch alte Knaben können mit der Zeit noch ein wenig klüger werden.

Den vom TX zur Last (von links nach rechts) und den ggf. von der Last (von rechts nach links) reflektierten Strom, IFWD bzw IREV, misst der obere 1:N-Transformator, die entsprechenden Spannungen der rechte N:1-Transformator. "FWD" = Forward, "REV" = Reverse (Reflected). Beide Transformatoren arbeiten auf je einen 50Ω-Lastwiderstand R3 und R4, entsprechend der Systemimpedanz Z0. Reflexionen und damit nennenswerte "REV"- Ströme und -Spannungen treten dann auf, wenn die Last Zload von der Systemimpedanz Z0 abweicht.

K6JCA erklärt in [2] so umfassend die Herleitung der Strom- und Spannungsverhältnisse im Koppler, dass wir das nur schlechter machen könnten. Hier also sogleich die Ergebnisse:

Der Spannungsabfall über der Primärwicklung L1 des Stromtransformators ist vernachlässigbar. Damit sind die Spannungen über der Last Zload, die vom TX gelieferte Spannung am Eingangsport und die an der Primärwicklung des Spannungstransformators L3 identisch. Der Strom durch L1 ist damit

I = U / Zload.

Der Strom durch die Sekundärwicklung L2 des Stromtransformators ist dann I / N und die in die Sekundärwicklung L4 des Spannungstransformators induzierte Spannung ist U / N.

Nach einigen Umformungen ergibt sich

UR4 = -UR3 * (Zload - R4) / (Zload + R3)

Mit R3 = R4 = Z0 = 50Ω zeigt sich, dass der blau markierte Term nichts anderes ist als der Reflexionskoeffizient Γ (Gamma)

(Zload - Z0) / (Zload + Zo) = Γ

Also: -UR4 / UR3 = Γ (Reflexionskoeffizient)

UR4  und UR3 stehen an den Ports "FWD" und "REV" zur Verfügung. Damit ergibt sich das Stehwellenverhältnis zu

SWR = (1 + | Γ |) / (1 - | Γ |)

Der Betrag des wegen des i.a. komplexen Lastwiderstands Zload komplexen Reflexionskoeffizienzen Γ wird landläufig mit ρ (rho) bezeichnet.

Wie K6JCA in [1] - Part 5 Directional Coupler Design - ausführlich darlegt, ist bei der Auslegung der Strom- und Spannungstransformatoren einiges zu beachten. Abhängig von der TX-Leistung, der Windungszahl und den Kerneigenschaften gilt es, eine übermäßige Erwärmung bis hin zu einer möglichen Sättigung infolge einer zu hohen magnetischen Flussdichte in den Kernen zu vermeiden. Kritisch ist der Spannungstransformator. Den beschriebenen Rechengang haben wir in einem Excel-Sheet nachgebildet (mit einer Zusammenstellung der verwendeten Formeln im Download).

Kernaussagen aus den Berechnungen und den Messungen an unserem 50W-Prototyp:

  • Die Impedanz des Spannungstransformators muss bei der niedrigsten Nutzfrequenz mindestens 10*Z0 = 500Ω betragen, damit sie keine zusätzliche Last bildet.
  • Die magnetische Flussdichte sollte zur Vermeidung einer übermäßigen Erwärmung bestimmte frequenzabhängige Grenzwerte nicht überschreiten. Daten und Berechnungsformel für Amidon FT-Ringkerne im Excel-Sheet im Download. Kritisch ist hier der Spannungstransformator.
  • Strom- und Spannungstransformator können mit unterschiedlich großen Ringkernen ausgelegt werden, Spannungstransformator, ggf. gestockt, tendenziell größer als der Stromtransformator. Aber identische Windungszahlen, d.h. Kopplungsfaktoren.

Soweit wir das überblicken, hat es eine vergleichbare Berechnung im Web noch nicht gegeben. Thanks a lot, Jeff, great!

Hier noch eine Übersicht möglicher Kopplerkonfigurationen mit der Maßgabe

  • maximale magnetische Flussdichte im Spannungstransformator ~80 Gauss bei Minimalfrequenz 3,5MHz (mit 1,8MHz nicht mehr erfüllt) für geringe Wärmeentwicklung,
  • dabei kleinst mögliche Ringkerne.
PEP W 10 20 50 100 200 750
Stromkern   FT50-43 FT50-43 FT50-43 FT50-43 FT50-43 FT50-43
Spannungskern   FT50-43 FT50-43 2xFT50-43 FT114-43 FT114-43 FT140-43
Windungen   20 27 23 24 30 29
Kopplungsfaktor dB -26,0 -28,6 -27,2 -27,6 -29,5 -29,3
Spannungstransformator
Min. XL @ 3.5MHz 3.870 7.054 10.237 7.638 11.935 2.589
B-Max @ 3.5MHz Gauss 83 87 81 76 86 80

Tab. 2.1: Mögliche Strom- und Spannungskoppler-Konfigurationen.

Die magnetische Flussdichte im Stromtransformator von maximal 8,6Gauss im 750W-Koppler erlaubt immer noch den Einsatz eines kleinen FT50-43-Ringkerns, wenn er denn noch auf das einzusetzende Koaxkabel passt.

 Coupler bottom view

Abb. 2.3: Musteraufbau der 50W-Variante von DG1KPN.

Der untere Spannungstransformator wird gegen den oberen Stromtransformator um 180° gedreht auf das Koaxkabel aufgesetzt, siehe blaue Polaritätspunkte in Abb. 2.1, hier weiß.

3 Logarithmische Verstärker

Für unsere Kurzwellenanwendung setzen wir zwei AD8307 ein.

Im einschlägigen Fachhandel ist der AD8307 kaum unter 10€ zu bekommen. Preiswerter gibt es ihn aus der EU bei Makis, SV1AFN, noch billiger aus China über die Bucht (wer's mag).

Log amp unit schematics

Abb. 3.1: Logarithmische Verstärker (Log Amps).

Die Eingangsbeschaltung der Log Amps bildet sowohl die 50Ω-Last an den Sekundärwicklungen im Koppler als auch die für die Log Amp-Eingänge notwendige Signaldämpfung. Mit Wahl der Windungszahlen der Kopplerkerne und damit des Kopplungsfaktors und aus der maximalen TX-Leistung ist mit den Pi-Abschwächern R1 bis R5 sowie R10 bis R15 der maximale Eingangspegel der Log Amps festzulegen. Beim AD8307 sollte er mit etwa +10dBm am oberen Ende des linearen Bereichs liegen. Berechnungshilfen im Excel-Sheet.

Die Abschlussanpassung für den Abschwächer besorgen Ch1 und R7+R8 sowie Ch2 und R16+R17 unter Berücksichtigung der Eingangsimpedanz der Log Amps, siehe auch hier auf dieser Website.

PEP Transformers   Attenuators Max
Pwr
Current Voltage Turns Coupl dB shunt series
10W FT50-43 FT50-43 21 -26.4dB 4 47║47
=23.5R
470║430
=224.6R
12W
50W FT50-43 2xFT50-43 23 -27.2dB 11 130║220
=81.7R
150║220
=89.2R
66W
100W FT50-43 FT114-43 24 -27.6dB 13 200║220
=104.8R
160║160
=80R
115W

Tab. 3.1: Auslegungsbeispiele 10, 50 und 100W-Koppler.

IC4 sorgt für eine niederohmige Einspeisung in die ADC des Controllers. Mit der dort (Abb. 4.1) einstellbaren ADC-Referenzspannung von 2,5 ± 0,12V und der maximalen Ausgangsspannung des AD8307 von 2,5V ist eine Spannungsfolgerschaltung von IC4 mit R20/R24 = 0Ω, ohne R19 und R23 ausreichend. Fallweise kann mit den Gegenkopplungswiderständen die Spannungsverstärkung > 1 ausgelegt werden.

Log amp unit PCB

Abb. 3.2: Log Amp-Modul.

Nach dem Bestücken der Platine und Überprüfung der von IC3 gelieferten Versorgungsspannung ist ein Test der AD8307 angeraten. Wir hatten hier Ausfälle. Mit offenen Eingängen sollten sich an den FWD- und REV-Anschlüssen ca. 200 bis 250mV zeigen. Mit definierten Eingangspegeln kann die Anzeigekurve nach Datenblatt (TPC5) kontrolliert werden, etwa mit 10MHz bei -60dBm ca. 0,5-0,6V und bei +5dBm ca. 2,1-2,2V.

Das Modul muss abgeschirmt werden, im Mustergerät in der dritten Kammer des Kopplers.

Log amp unit complete

Abb. 3.3: Koppler fertig bestückt, Realisierung DG1KPN.

Wie auch immer die Verbindung zur Controllerplatine gestaltet wird, jeder der vier möglichen Koppler hat eine Adresse 1…4, die an den zwei Adressleitungen eingestellt wird, siehe Abschnitt 4.

Auslegungsgesichtspunkte

Mit der Wahl der Ringkerne und des Kopplungsfaktors über die Windungszahl wird zunächst die maximal vom Koppler beherrschbare TX-Leistung festgelegt. Die Abschwächer vor den Log Amps passen den ausgekoppelten Maximalpegel an den oberen Eckpunkt der logarithmisch linearen Kennlinie an.

Zuweilen soll es ja vorkommen, dass irgendwann danach die Lust auf mehr Power mit einer kräftigeren PA übermächtig wird. Um dann nicht das komplette Gerät neu bauen zu müssen, wären vielleicht folgende Überlegungen angezeigt.

  1. Auslegung des Kopplers auf die vernünftigerweise maximal denkbare TX-Leistung. Hier ist eine mögliche Erwärmung des Spannungstransformators infolge hoher Magnetfelddichten die bestimmende Größe mit Auswirkung auf Kerngröße und Windungszahl. Ein Umbau auf höhere Leistungen ist hier maximal aufwendig.
  2. Weniger aufwendig ist die Anpassung der Abschwächer vor den Log Amps. Es ist daher nahe liegend, sich hier auf die aktuell verfügbare TX-Maximalleistung festzulegen. Damit wird weiterhin erreicht, dass der ADC im Auswertecontroller größtmöglich ausgesteuert wird und folglich mit bestmöglicher Auflösung arbeitet.

Für solche Planspiele vor dem Aufbau ist das Excel-Sheet im Download gedacht.

 

4 Controller

Die Steuerungs- und Auswerteeinheit ist mit einem Arduino NANO einschließlich 16x2 LCD bestückt.

Controller schematics

Abb. 4.1: Controllerschaltung.

Die Stromversorgung kann wahlweise über einen LiIon-Akku 2x3,7V oder ein Steckernetzteil > 8V erfolgen. Bei Verwendung eines LiIon-Akkus ist eine Versorgungsspannung von maximal 8,4V erforderlich. Den Akku-Ladezustand zeigt die LED D2 an. Bei ca. 6V Entladespannung erlischt die LED fast vollständig. Dann ist es höchste Zeit, den Akku nachzuladen.

Die drei Taster "UP", "DWN" und "SET" dienen zur Einstellung der Geräteparameter im Setup. LCD-Anzeige und Bedienung sind in der Bedienungsanleitung im Download beschrieben.

Die in Grenzen (2,5 ± 0,12V) einstellbare Referenzspannung des ADC im Arduino NANO entsprechend der maximalen Ausgangsspannung der im Koppler verwendeten logarithmischen Verstärker stellt IC1 zur Verfügung.

Koppler werden an der Mini-DIN-Buchse angeschlossen. Mit zwei Jumpern oder einer vergleichbaren Beschaltung im Koppler lassen sich bis zu vier verschiedene Koppler verwenden. Anhand der Beschaltung an den Coupler select Pins 5 und 6 stellt der Controller die jeweils spezifischen Daten ein, u.a. die zugehörige Kalibrierung.

Standardmäßig wird die TX-Leistung als Peak envelope Power (PEP) angezeigt. Mit dem Down-Taster kann im Messbetrieb zwischen der Anzeige der PEP- oder der gemittelten Leistung gewechselt werden. Die gemittelte Leistung wird mit der 2mA-LED D2 an K5 (Avg. Power) signalisiert.

Bei einem SWR > 3 wird eine 2mA-LED an K6 angesteuert. Dieser Anschluss (K11) kann ergänzend auch dazu genutzt werden, die PA-Leistung mit einer geeigneten Vorrichtung zu reduzieren.

Controller PCB

Abb. 4.2: Controllerplatine.

Mit 14MHz gemessen wurde an der unteren Nachweisgrenze von 0,1W für eine noch zuverlässige SWR-Anzeige bei exaktem 50Ω-Abschluss, Anzeige in diesem Fall SWR=1,01 nach Optimierung der Richtschärfe. In Abb. 4.2 bestätigt das Gerät ein Mismatch von 1,1:1 am Ausgang mit einem SWR=1,10. Bei diesem Mismatch ist die SWR-Anzeige sogar bis 0dBm (1mW) Eingangsleistung stabil, die auf dem Display allerdings nicht mehr darstellbar ist.

Die Auswertesoftware wurde mit BASCOM AVR erstellt (Quelle und .hex im Download). Das .hex wird mit einem geeigneten Programmer über die sechspolige ISP-Steckleiste geladen. Die Bedienungsanleitung ist im Download zu finden.

 

5 Messungen

Den in Abb. 2.1 gezeigten optionalen Trimmer am FWD-Port einzubauen lohnt sich auf alle Fälle, auch wenn die optionalen HF-Buchsen an den FWD- und REV-Ports für Messungen mit einem Netzwerk-analysator nicht vorgesehen werden. Die Vorgehensweise ist in der Bedienungsanleitung unter Punkt 7 beschrieben.

Zunächst wurde der Koppler wie in Abb. 2.3 gezeigt mit dem VNWA vermessen.

Couplung factor

Abb. 5.1: VNWA-Messung, Kopplungsfaktor und Reflexionsdämpfung 1-60MHz.

Messung ohne Trimmer, Ausgang 50Ω:
Grün:   Kopplungsfaktor (S21)
Rot:    Reflexionsdämpfung (Return loss, S11)
Schwarz:  VSWR.

Der aus 23 Windungen berechnete Kopplungsfaktor 27,23dB deckt sich mit den Messungen.

Directivity

Abb. 5.2: VNWA-Messung, Richtschärfe 1-60MHz.

Messung ohne Trimmer, Ausgang 50Ω:
Grün: Richtschärfe (Directivity S21), Kopplungsfaktor herausgerechnet.
Schwarz: VSWR.

Nun mal sehen, was mit dem Trimmer noch zu machen ist…

Directivity optimized

Abb. 5.3: VNWA-Messung, optimierte Richtschärfe 1-60MHz.

Messung mit optimiertem Trimmer (25pF), Ausgang 50Ω:
Grün:  Richtschärfe (Directivity S21), Kopplungsfaktor herausgerechnet.
Rot: Reflexionsdämpfung (Return loss, S11).
Blau: Realteil Impedanz (S11).
Violett: VSWR.

Die Richtschärfe wurde mit dem Trimmer deutlich verbessert, bester Wert -47dB bei 14MHz, bei 50MHz immerhin -31dB, 10dB besser als ohne Trimmer.

Um sicher zu gehen, dass die Messmimik diese Ergebnisse nicht noch vermasselt, wurde abschließend die Richtschärfe rechnerisch aus den von den Log Amps gelieferten FWD- und REV-Spannungen und den Kalibrierungsgeraden (Spannungen zu dBm) ermittelt; Excel-Sheet im Download.

Directivity calculated

Abb. 5.4: Aus den Log Amp-Spannungen und der Kalibrierung ermittelte Richtschärfe 1,8-65MHz.

Das Ergebnis ist sogar noch besser als das mit dem VNWA direkt am Koppler gemessene, im Bereich um 14MHz um etwa 10dB, bei 50MHz noch um 5dB. Das kann man so lassen.

 

6 Downloads

Wie immer, die Downloads sind frei für den privaten Gebrauch entsprechend der GNU-Lizenz. Eine kommerzielle Nutzung ist nicht gestattet.