True RMS-Millivoltmeter

RMS Millivoltmeter DG1KPN version

Gemeinschaftsentwicklung von DG1KPN und DL6GL.

In die Niederungen der Tonfrequenzen verirrt sich ein Funkamateur eher selten. Wie es der Zufall wollte, entspann sich zwischen Norbert, DG1KPN und mir, DL6GL, als ich von der Restaurierung eines in grauer Vorzeit entstandenen NF-Millivoltmeters berichtete, eine unbekümmerte Diskussion, was denn ein solches Millivoltmeter heutzutage leisten könnte. So war die Idee einer Neuauflage geboren.

Norbert hatte auch ein betagtes selbst gebautes NF-Millivoltmeter, das sogar True RMS konnte [1]. Neben den anderen spärlichen Quellen im Web [2] bis [4] sagte uns das immer noch nicht veraltete Konzept von ELO aus dem Jahr 1986 am meisten zu. Neuzeitliche Anpassungen haben wir vorgenommen:

  • Verwendung eines noch bezahlbaren RMS-Konverters AD736 statt AD636
  • Auswertung, Steuerung und Anzeige mit einem Arduino NANO.

Diese Merkmale haben wir erreicht:

  • Messbereiche 2mVRMS bis 200VRMS in sechs Dekaden,
    wahlweise Spannungs-, Pegel-, Leistungs-, und Relativpegelanzeige.
  • Eingangsimpedanz 1MΩ / ca. 30pF.
  • Wahlweise Verwendung eines 10:1 Scope-Tastkopfes.
  • Frequenzgang ±1% im 200mV-Messbereich (DDS-Response korrigiert):
    10 bis 32.000 Hz mit OPA604
    10 bis 45.000 Hz mit LF357.

Nachtrag vom 16.02.2018:
Nachmessungen mit einem AD637 True RMS-Konverter (1% Messfehler bei 200kHz) haben ergeben, dass dem zur Aufnahme der Frequenzgänge verwendete DDS-Generator am oberen Frequenzende doch etwas die Puste ausgeht, z.B. -1% bei 50kHz, siehe hier. Die angegebenen Fehlergrenzen am oberen Ende sind damit nicht belastbar. Korrektur ist beigefügt, siehe Download.

 

Referenzen

[  1]  Effektivwert-Messgerät, ELO 10/1986
[  2]  http://www.theimann.com/Analog/Misc_Tech/Millivoltmeter/index.html
[  3]  http://www.gammaelectronics.xyz/audiox_07-2009_RMS-meter.html
[  4]  True RMS-Voltmeter, Elektor, 12/1993
[  5]  http://www.analog.com/en/products/linear-products/rms-to-dc-converters.html
[  6]  http://www.analog.com/en/products/linear-products/rms-to-dc-converters/ad736.html
[  7]  http://www.sengpielaudio.com/Rechner-db-volt.htm
[  8]  https://easyeda.com/de
[  9]  https://www.banggood.com/de/search/arduino-nano.html
[10]  http://www.radiolocman.com/shem/schematics.html?di=70216
[11]  https://dl6gl.de/armeleute-dds-funktionsgenerator

 

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1 Analogteil

RMS Millivoltmeter schematics analog part

Abb. 1.1: Schaltung des Analogteils.

Der RMS-Konverter AD736 (IC5) verarbeitet Eingangsspannungen von bis zu 200mV mit optimaler Präzision. Demzufolge sind Verstärkung bzw. Abschwächung je nach Messbereich daraufhin ausgerichtet.

Range selection

Abb. 1.2: Schaltstellungen der Messbereiche.

Der sonst übliche mehrstufige hochohmige Eingangsteiler mit schwierig zu bewerkstelligender Frequenzkompensation ist auf einen zweistufigen hochohmigen Eingangsteiler und mehrere niederohmige Teiler an den Ausgängen der OpAmps IC1 und IC3 aufgeteilt.

Der frequenzkompensierte 100:1-Eingangsteiler R1 bis R3 ist nur in den Messbereichen 20 und 200V wirksam. Mit einem Gesamtwiderstand von 1MΩ wie bei üblichen Oszillographen kann wahlweise mit einem 10:1-Tastkopf hochohmig gemessen werden. Messbereich dann 20mV bis 2.000V (wenn der Tastkopf das noch aushält).

IC1, ein LF356 mit FET-Eingang, belastet als Spannungsfolger den Spannungsteiler nicht. D2 schützt zusammen mit R5 den Eingang vor Überspannungen. Die verwendete Doppeldiode BAV199 zeichnet sich durch einen Leckstrom von <5nA und eine Sperrschichtkapazität von 2pF aus.

Die CMOS-Schalter CD4066 (IC2 und IC4) besorgen die Bereichsumschaltungen. Deren Durchgangswiderstände in der Gegend von 100Ω haben angesichts der hochohmigen Eingänge von IC3 und IC5 keine nachteiligen Auswirkungen. Mit der symmetrischen Spannungsversorgung ±5V sind die AC-Signale symmetrisch um GND.

IC2a bis IC2c bilden einen Umschalter, der in den Messbereichen 2 und 20mV an den 100 fach-Verstärker IC3 durchschaltet. Hier ist ein schneller OpAmp erforderlich (LF357 oder OPA604 mit einem Verstärkungs-Bandbreitenprodukt von 20MHz oder LT1122 mit 14MHz). Unterstützend am oberen Frequenzende wirkt noch C9 in der Gegenkopplung von IC3; Einzelheiten dazu in Abschnitt 7. Im Messbereich 2mV schaltet IC4c zum AD736 durch, im Messbereich 20mV wird der 10:1 Spannungsteiler R15 bis R17 über IC4d wirksam.

Nach dem gleichen Prinzip aktivieren IC4a und IC4b die Messbereiche 200mV bis 200V, wobei für 20 und 200V zusätzlich der 100:1 Eingangsteiler geschaltet wird.

Die Schaltpegel für die sechs Messbereiche liefert der Digitalteil über ein zehnadrides Flachkabel an K2 und der zugehörigen Diodenmatrix D3 bis D10 (z.B. 1N4148). Trotz der auf den Steuerleitungen vom Digitalteil vorhandenen hochfrequenten Störsignale von einigen Millivolt haben wir keinen Einfluss auf die analoge Signalverarbeitung feststellen können.

Der RMS-Konverter IC5 ist nach Datenblatt [6] beschaltet. Für C12 und C13 sollten Low ESR- oder Tantal-Elkos eingesetzt werden. Der konvertierte DC-Ausgang geht über K3 an den ADC im Digitalteil, dort Konnektor K1.

Zwei zusätzliche Ausgänge über IC6 (TL082) ermöglichen die Beobachtung des NF-Signals mit einem Scope an K5 und die Anzeige des konvertierten DC-Signals mit einem kleinen Profil-Zeigerinstrument (100…500µA) an K4. Tendenzen, z.B. bei Frequenzgängen, sind damit leichter zu erkennen als mit der Digitalanzeige.

 

2 Digitalteil

RMS Millivoltmeter Digital part

Abb. 2.1: Schaltung des Digitalteils.

Auswertung, Anzeige und Steuerung übernimmt ein Arduino NANO mit einem ATmega328P-Controller. Wir haben hier einen Arduino NANO-Klon aus China, z.B. [9], eingesetzt. Für den Preis ist hierzulande nicht mal ein ATmega328P zu bekommen. Treiber-Inkompatibilitäten mit den dort verbauten billigen CH340G-Chips sollen uns nicht weiter stören, da die USB-Schnittstelle nicht benutzt wird.

Der DC-Ausgang vom Analogteil wird über K1 in den ADC MCP3421 (IC1) eingespeist. Dieser wird über I2C (SDA und SCL) vom Controller sowohl mit Verstärkung 1 und 18Bit-Auflösung konfiguriert als auch periodisch ausgelesen.

Zur Anzeige wird ein 2x 16-Zeichen Standard-LCD verwendet. Mit R5 kann ggf. die Helligkeit der Hintergrundbeleuchtung angepasst werden, etwa 47Ω oder kleiner. R6 erlaubt die Kontrasteinstellung der Anzeige.

Die Messbereiche (Range 1 bis 6) werden mit positiven Pegeln +5V an K2 (Range select) gewählt. Da die Ports PD0 (RX0) und PD1 (TX1) beim NANO keinen sauberen Low-Pegel abgaben, mussten mit T1 und T2 zusätzliche Schaltfunktionen eingefügt werden.

Die Bedienung erfolgt über vier Tasten

  1. Mode: Wechsel der Betriebsarten
    Spannungsmessung 2mVRMS…200VRMS,
    Spannungspegelmessung (dBu bezogen auf 775mVRMS an undefinierter Last),
    Spannungspegelmessung (dBV bezogen auf 1VRMS an undefinierter Last),
    Leistungsmessung (dBm bezogen auf 775mVRMS an 600Ω Last = 0dBm),
    Relativpegelmessung (dB oder % bezogen auf einen frei wählbaren Pegel),
    Setup.
  2. OK: Verschiedene Funktionen je nach Betriebsart
    Zuschalten eines 10:1-Tastkopfes bei der Spannungs- oder Pegelmessung,
    Setzen eines Referenzpegels bei der Pegelmessung,
    Durchtakten oder Abspeichern im Setup.
  3. Up: Je nach Betriebsart
    Messungen: Wahl der Messbereiche,
    Setup: Einstellen von Werten.
  4. Down: Je nach Betriebsart
    Messungen: Wahl der Messbereiche,
    Setup: Einstellen von Werten.

Details sind in der Bedienungsanleitung im Download zu finden.

3 Netzteil

RMS Millivoltmeter Power supply

Abb. 3.1: Schaltung des Netzteils.

Um den Analogteil mit einer sauberen Betriebsspannung zu versorgen, sind die Stromversorgungen für Analog- und Digitalteil getrennt ausgeführt. Zudem werden für die Versorgung des Analogteils etwas teurere, dafür aber rauscharme 5V-Regler eingesetzt. Die 78xx- bzw. 79xx-Spannungsregler erschienen uns hier nicht brauchbar.

Der Netz-Schutzleiter PE liegt an Gehäusemasse. Die Schaltungsmasse GND ist über einen 330nF-Kondensator damit verbunden.

 

4 Realisierung

Hätten sich die übersichtlichen Schaltungen des Digital- und des Netzteils noch auf einseitigen Platinen realisieren lassen, biss sich Target 3001 am Analogteil die Zähne aus, so dass die Analogplatine zweiseitig ausgeführt ist. Auch, um es Target insbesondere mit den Steuerleitungen für die Analogschalter CD4066 leichter zu machen, haben wir diesmal für fast alle IC DIL-Ausführungen verwendet.

Eine Eigenanfertigung wollten wir uns dann doch nicht antun, so dass wir die Herstellung aller Platinen an EasyEDA [8] ins Reich der Mitte vergeben haben. Der Preis ist heiß! Qualität und Service sind hervorragend. Die Target-Files hat EasyEDA noch einmal überprüft und zwei kleine Unstimmigkeiten prompt per eMail zurückgemeldet. Die Lieferung erfolgte innerhalb einer Woche.

RMS Millivoltmeter Analog part PCB Top

Abb. 4.1: Analogplatine Oberseite.

RMS Millivoltmeter Analog part PCB bottom

Abb. 4.2: Analogplatine Unterseite.

RMS Millivoltmeter Analog part PCB assembled

Abb. 4.3: Analogplatine bestückt.

Eine Stückliste ist in dem Excel-Sheet in
"Millivoltmeter_Mega328P_100 Firmware_&_Information.zip"
im Download zu finden.

Einige Platinen sind überzählig. Bei Interesse bitte anfragen.

 

5 Inbetriebnahme und Einstellungen

  1. Vor dem Anschluss des Netzteils an die Analog- und Digitalplatine die Ausgangsspannungen des Netzteils überprüfen.
     
  2. Die Frequenzkompensation des Eingangsteilers im 20V-Messbereich am Scope-Ausgang K5 mit einem Rechtecksignal, etwa 1kHz vom Scope, auf ein waagerechtes Signaldach einstellen, wie man es auch bei der Justierung eines Scope-Tastkopfes macht.
     
  3. Kontrast der LCD-Anzeige mit R6 auf der Digitalplatine einstellen.
     
  4. Setup: Kalibrierung
    Die ADC-Referenzspannung des MCP3421, nominal 2,048V ±0,05%, bestimmt die Umsetzung des am ADC-Eingang liegenden DC-Pegels in das vom Microcontroller berechnete und angezeigte Messergebnis. Damit kann eine Kalibrierung des Gerätes mit einem bekannten AC-Eingangs-signal, z.B. 1kHz, vorgenommen werden. Eine Erhöhung der ADC-Referenzspannung im Setup 2 erhöht auch die Anzeige.
     
  5. R20 und R21 auf der Analogplatine erlauben die Einstellung von Vollausschlag und Null Volt-Offset des analogen Zeigerinstruments in einem beliebigen Messbereich. Vollausschlag am Ausgang des AD736 (IC5) bedeutet 200mV in allen Messbereichen. Die Einstellungen von R20 und R21 sind so lange zu variieren, bis die Anzeige stimmt. Je nach verwendetem Zeigerinstrument kann es notwendig werden, die Verstärkung von IC6b mit R19 anzupassen.
     
  6. Die in Abb. 1.1 und in Abschnitt 7 angegebenen Werte für C9 zur Begradigung des des oberen Frequenzendes in den Messbereichen 2 und 20mA sind je nach eingesetztem IC3 nur Anhaltswerte. Fallweise mit einem Frequenzgenerator nachprüfen und ggf. anpassen.

6 Software

Die Software wurde in BASCOM AVR erstellt. Quelle, .hex und EEPROM-Beschreibung im Download. Das .hex-File wird über ISP geflasht. Details, auch zum Setzen der Fuses, in der Bedienungsanleitung.

Beispiele für die Funktionen:

1 - Spannungsmessung, Anzeige z.B. im 200mV-Bereich:

Zeile 1 Range 200 mV  FS  
Zeile 2 184.6     mV RMS  
Taster Up Messbereich erhöhen.
  Down Messbereich erniedrigen.
  OK Messen mit 10:1-Tastkopf (engl. "Probe").
Zeile 1   Probe    2 V  FS Messbereich Faktor 10 (von 200mV nach 2V).
    Erneute Betätigung: Wieder Normalanzeige.
  Mode Wechsel zur Betriebsart Spannungspegel dBu.

 

2 - Spannungspegelmessung (dBu bezogen auf 775mVRMS an undefinierter Last), gleiche Eingangsspannung

Zeile 1 Range 200 mV  FS  
Zeile 2 -12.46       dBu  
Taster   Wie oben.
  Mode Wechsel zur Betriebsart Spannungspegel dBV.

 

3 - Spannungspegelmessung (dBV bezogen auf 1VRMS an undefinierter Last), gleiche Eingangsspannung

Zeile 1 Range 200 mV  FS  
Zeile 2 -14.68       dBV  
Taster   Wie oben.
  Mode Wechsel zur Betriebsart Leistungsmessung.

 

4 - Leistungsmessung an 600Ω (775mVRMS an 600 Ω = 0dBm = 1mW), gleiche Eingangsspannung

Zeile 1 Range 200 mV  FS  
Zeile 2 -18.48       dBm  
Taster   Wie oben.
  Mode Wechsel zur Betriebsart Relativpegelmessung.

 

5 - Relativpegelmessung (dB bezogen auf einen frei wählbaren Pegel

Zeile 1 Range 200 mV  FS
Zeile 2 184.6 ------  dB

Links in Zeile 2 wird die RMS-Spannung wie oben angezeigt. Der Balken "------" daneben zeigt an, dass noch kein Referenzpegel gesetzt wurde.

Taster Up Messbereich erhöhen.
  Down Messbereich erniedrigen.
  OK Kurz: Messen mit 10:1-Tastkopf (engl. "Probe").
    Erneute Betätigung kurzer Druck: Wieder Normalanzeige.
  OK Lang: Aktuellen Pegel als Referenz setzen.
Erneute Betätigung langer Druck: Referenzpegel wieder aufheben.
  Mode Wechsel zur Betriebsart Setup.

Unmittelbar nach Betätigen des OK-Tasters mit einem langen Druck wird nun angezeigt:

Zeile 1 Range 200 mV  FS
Zeile 2 184.6  +0.00  dB

Der aktuelle Pegel 184,6mVRMS ist nun die 0dB-Marke. Jede Pegeländerung wird anschließend als Abweichung von diesem Referenzpegel in dB angezeigt.

 

6 - Relativpegelmessung (% bezogen auf einen frei wählbaren Pegel, neu ab V1.10)

Hier sind Relativmessungen mit etwas besserer Auflösung möglich. 1dB Pegelverhältnis ist ungefähr 11% relative Abweichung. Die Bedienung erfolgt analog der dB-Variante.
Mit dem o.a. Referenzpegel 184,6mV wird die relative Abweichung eines mit 186,8mV gemessenen Pegels +1,19%, entsprechend unbedeutend erscheinenden +0,10dB in der dB-Variante.

Zeile 1 Range 200 mV  FS
Zeile 2 186.8  +1.19   %

 

Setup 1, Anzahl ADC-Messungen zur Mittelwertbildung

Zeile 1 Setup 1/3
Zeile 2 ADC acq runs  1

Wählbar sind 1 bis 10 Einzelmessungen. Es wird ein gleitender Mittelwert ("Moving average") gebildet.

 

Setup 2, ADC-Referenzspannung

Zeile 1 Setup 2/3
Zeile 2 ADC ref 20480 mV

Die ADC-Referenzspannung des MCP3421, nominal 2,048V ±0,05%, bestimmt die Umsetzung des am ADC-Eingang liegenden DC-Pegels in das vom Microcontroller berechnete und angezeigte Messergebnis. Damit kann eine Kalibrierung des Gerätes mit einem bekannten AC-Eingangssignal, z.B. 1kHz, vorgenommen werden. Eine Erhöhung der Referenzspannung erhöht auch das Messergebnis. Angezeigt wird hier die Referenzspannung in mV x 10.

 

Setup 3, Offset im 2mV-Bereich

Im 2mV-Messbereich könnte das Rauschen des 100 fach-Verstärkers eine nicht mehr zu vernachlässigende Störgröße erzeugen. Diese erscheint bei kurzgeschlossenem Eingang am Ausgang des RMS-Konverters AD736 als DC-Offset.

Zeile 1 Offset 2mV range  
Zeile 2 Offset XXXXXX Gemessener ADC-Wert des Offset.

Mit einem langen Druck auf den OK-Taster in Setup 1 bis 3 werden die angepassten Werte im EEPROM gespeichert.

 

7 Messungen

7.1  Koppelkondensatoren C6 und C10

Schaltungen unbesehen mit ausgeschaltetem Hirn zu übernehmen, kann daneben gehen, so wie hier. Die ELO-Leute [1] waren knauserig bei der Dimensionierung der Koppelkondensatoren mit jeweils 47µF, in Abb. 1.1 C6 und C10. Diese werden mit den Spannungsteilern R12 bis R14 an C6 und R15 bis R17 an C10 mit jeweils 1,5kΩ belastet. Zusammen wirken sie als RC-Hochpässe mit einer bestimmten Grenzfrequenz.

RC Highpass

Abb. 7.1.1: RC-Hochpässe mit R = 1,5kΩ und C = 47 bzw. 220µF.

Für ein Audiomessgerät ist ein Verlust von 0,5% bei 22Hz im linken Bild wenig ehrgeizig. Dabei ist der serielle Verlustwiderstand (ESR) des Koppelkondensators noch gar nicht berücksichtigt. Mit C = 220µF sind wir auf der sicheren Seite, auch wenn uns das ESR noch einen Streich spielen sollte. Mit 100µF würden wir rechnerisch mit 0,5% Abschwächung bei ca. 10Hz landen. Low ESR-Elkos sind auf alle Fälle hier eine gute Wahl.

Nachtrag vom 16.02.2018:
Bei den nachfolgend gezeigten Messergebnissen wurde unterstellt, dass die Ausgangsamplitude des DDS-Generators frequenzlinear ist. Dem ist nicht so. Die mit dem nachgemessenen Amplitudengang des DDS-Generators korrigierten Messergebnisse sind im Download zusammengefasst.

7.2  Messbereiche 2 und 20 mV

In den beiden unteren Messbereichen 2 und 20mV ist der 100-fach Verstärker IC3 aktiv. Hier wurden die FET-Typen eingesetzt:

  • DG1KPN: LF357 (20MHz), abgekündigt, nur noch schwer und zudem teuer beschaffbar.
    Hereingefallen sind wir mit preiswert erscheinenden Angeboten aus China über die Bucht.
    Trotz Aufdruck mit dem Logo von National Semiconductor waren die gelieferten LF357N entweder Ausschussware, die dann wohl nicht gestempelt worden wäre, oder aber dreiste Fakes. Immerhin bekamen wir nach Reklamation das Geld zurück.
  • DL6GL: OPA604 (20MHz), bei reichelt.de zu bekommen, vorab probeweise LT1122 (14MHz).

Zur Begradigung des Frequenzgangs am oberen Ende kommt hier C9 in der Gegenkopplung (Abb. 1.1) ins Spiel. Zu höheren Frequenzen hin verringert er den Ableitwiderstand R10 vom invertierenden Eingang nach GND, so dass die Gegenkopplung frequenzabhängig kleiner und damit die Verstärkung größer wird.

In Abb. 1.1 sind experimentell ermittelte Richtwerte für C9 angegeben. Die Auswirkungen auf die frequenzabhängige Gegenkopplung nachfolgend beispielhaft für den schwächeren LT1122.

LT1122-Kompensation

Abb. 7.2.1: Frequenzkompensation des LT1122.

C9 von 270pF (Abb. 1.1) auf 390pF vergrößert. Für den langsameren LT1122 waren 270pF als Gegenkopplungs-Bypass zu R10 zu wenig. Es ergab sich ein Abfall am oberen Frequenzende. Kompensation des Verstärkungsverlustes mit 390pF. Damit erweitert sich der 1%-Messbereich von ca. 41 nach 64kHz.

Nachfolgend zeigen wir die mit den eingesetzten IC3 (OPA604 und LF357) gemessenen Frequenzgänge. In der Version OPA604 sind C6 und C10 jeweils 220µF, in der Version LF357 nur 100µF. Die bisweilen zu sehenden Sprünge sind der begrenzten Anzeigegenauigkeit geschuldet.

Es wurden die bis 65kHz reichenden DDS-Frequenzgeneratoren hier bzw. hier (ohne Endverstärker) verwendet.

Frequency Response OPA604 2mV

Abb. 7.2.2: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 2mV (OPA604).

Frequency Response LF357 2mV

Abb. 7.2.3: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 2mV (LF357).

Frequency Response OPA604 20mV

Abb. 7.2.4: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 20mV (OPA604).

Frequency Response LF357 20mV

Abb. 7.2.5: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 20mV (LF357).

Bei der Bemessung des Kompensationskondensators C9 muss ein Kompromiss zwischen Anstieg (Abb. 7.2.4) und Abfall (Abb. 7.2.2) beim OPA604 am oberen Frequenzende eingegangen werden. Der LF357 verhält sich in Bezug auf die Frequenzkompensation wesentlich neutraler. Wie kann man so einen tollen OpAmp einfach abkündigen? Das untere Frequenzende ist mit C6/C10 = 220µF geringfügig besser.

Wer die Mühe des Ausprobierens der Frequenzkompensation scheut, kann C9 auch weglassen. Ohne C9 wurden am OPA604 gemessen (Exemplarstreuungen jedoch möglich):

OPA604 ohne C9
Bereich Präzision ... bis Frequenz
2mV -0,5% 47kHz
  -1,0% 57kHz
20mV +0,5% 38kHz

Im Bereich 2mV fällt die Frequenzkurve ab ca. 32kHz. Im Bereich 20mV steigt sie ab 10kHz an bis ca. 55kHz (+0,6%), um dann wieder abzufallen auf +0,4% bei 65kHz.

Für Messungen an Audioverstärkern bis 20+x kHz allemal ausreichend.

Insgesamt schwächelt der OPA604 am oberen Frequenzende ein wenig, was vermutlich auf die nach Datenblatt grenzwertige Versorgungsspannung ±5V zurückzuführen ist.

7.3  Höhere Messbereiche

Im Messbereich 200mV wird das Signal 1:1 zum RMS-Konverter durchgereicht.

Frequency Response OPA604 200mV

Abb. 7.3.1: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 200mV (OPA604).

Frequency Response LF357 200mV

Abb. 7.3.2: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 200mV (LF357).

Frequency Response OPA604 2V

Abb. 7.3.3: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 2V (OPA604).

Hier erfolgt eine 1:10 Signalabschwächung mit dem Spannungsteiler R12 bis R14.

Frequency Response LF357 2V

Abb. 7.3.4: Frequenzgang und Messfehler im Messbereich 2V (LF357).

Die oberen Messbereiche konnten wir mangels "Dampf" nicht messen. Zumindest die Messung der Netzspannung mit einem 10:1-Tastkopf zeigte, dass an jenem Tag etwas mehr als 230V geliefert wurde.

7.4  Präzision und Frequenzgang

Frequenzbereiche um den Frequenzgang des DDS-Generators korrigiert (16.02.2018).

IC3 Messbereich Präzision Frequenzbereich (Hz)
von bis
OPA604 2mV 0,5% 18 32.000
LF357 2mV 0,5% 40 37.000
OPA604 2mV 1,0% 13 65.000
LF357 2mV 1,0% 16 50.000
OPA604 20mV 0,5% 18 24.000
LF357 20mV 0,5% 23 36.000
OPA604 20mV 1,0% 12 32.000
LF357 20mV 1,0% 15 51.000
OPA604 200mV 0,5% 15 24.000
LF357 200mV 0,5% 15 35.000
OPA604 200mV 1,0% 10 32.000
LF357 200mV 1,0% 10 45.000
OPA604 2V 0,5% 15 23.000
LF357 2V 0,5% 17 36.000
OPA604 2V 1,0% 12 31.000
LF357 2V 1,0% 12 45.000

OPA604: C6/C10 = 220µF, LF357: C6/C10 = 100µF.

Die oberen Messbereiche konnten wir mangels "Dampf" nicht messen. Zumindest die Messung der Netzspannung mit einem 10:1-Tastkopf zeigte, dass an jenem Tag etwas mehr als 230V geliefert wurde.

Fehlt noch die RMS-Messung von Nicht-Sinussignalen, die der DDS-Generator auszugeben vermag,
Messbereich 2V, Sinussignal 3,926Vpp bei 1kHz:

Signal Crest Vpp (V) V-RMS berechnet Anzeige (V) Diff (%)
Sinus 1,414 3,926 1,3880 1,388 0,00
Rechteck 1,000 3,926 1,9629 1,953 -0,51
Dreieck 1,732 3,926 1,1333 1,133 -0,03
Sägezahn 1,732 3,926 1,1333 1,132 -0,11

 

8 Downloads

Hier sind die Downloads mit Schaltbildern, Firmware und weiteren Beschreibungen.

Wie immer: Das beschriebene Mustergerät wurde eingehend getestet, es gibt aber weder Gewährleistung noch Garantie.

Auch wie immer, die Downloads sind frei für den privaten Gebrauch entsprechend der GNU-Lizenz. Eine kommerzielle Nutzung ist nicht gestattet.
In diesem Zusammenhang weisen wir darauf hin, dass das Schaltungskonzept des Analogteils aus ELO 10/1986 stammt und dem damaligen Herausgeber, dem Franzis-Verlag, möglicherweise Urheberrechte darauf zustehen.

Date Version Description
25.12.2017 1.00 First edition
26.01.2018 1.10 Added: Mode 6, Relative level  measurement (%)