Selbstregelnder Kurzwellen-Kalibrierungsgenerator

Generator sine output

Nicht mehr ganz neu, aber genial einfach ist der von Thomas Molière, DL7AV, im CQDL 9/1999 [1] vorgestellte Kalibrierungsgenerator für eine feste Bandfrequenz. Beeindruckend ist die angegebene erreichbare Präzision der Ausgangspegel: 0 ± 0,1 dBm und -60,25 ± 0,25 dBm, die in diesem Nachbau tatsächlich erreicht wurde. Weitere Realisierungen sind in [2] und [3] zu finden. Andreas, DL4JAL, zeigt in [4, "Dokumente für den Kalibriergenerator 0dBm", ganz unten auf der Seite] eine auf nur 0dBm abgespeckte Version im Miniformat.

1   Schaltung

Calibration generator schematics

Abb. 1: Schaltbild des Kalibrierungsgenerators.

Das Prinzip ist schnell erklärt. Die Bandfrequenz, hier 3,5795 MHz, wird mit einem CMOS-Quarzgenerator erzeugt. Der MOSFET IRF510 verstärkt das Rechtecksignal, wobei dessen beachtliche Eingangskapazität von 180pF nach Datenblatt zu einer ersten Verrundung des Rechtecks führt. Die Grundfrequenz siebt anschließend das Tiefpassfilter aus L2/L3 und C5, C7 und C8 heraus.

Anmerkung vom 18.02.2015:
Norbert, DG1KPN hat bei Versuchen mit 50 MHz, s.u. Abschnitt 4, herausgefunden, dass anstelle des IRF510 auch ein BS170 (o,8W) klaglos seinen Dienst verrichtet, wenn für Wärmeabfuhr gesorgt wird. Er wird etwas warm. Damit ließe sich die Platine deutlich verkleinern. Der geringeren Gate-Source-Kapazität müsste ggf. mit einem zusätzlichen C von Gate nach Masse nachgeholfen werden, um das XO-Rechtecksignal vorab etwas abzuschleifen. Modernere Typen wie z.B. ein IRLL014 (1W) im SOT-223-Gehäuse oder ein IRLML2502 (1W) im SOT-23-Gehäuse sollten auch gehen.

Für die Amplitudenregelung sorgt der FET-OpAmp LF356, der die über D1 zugeführte stabilisierte Betriebsspannung +5V mit der aus D2 gewonnenen Signalamplitude vergleicht und als Regelspannung dem Gate des IRF510 zuführt. Diese zwischen 3 und 6V liegende Regelspannung kann am Ausgang "Loop test" überprüft werden. Die beiden hochohmigen Widerstände R7 und R8 haben sehr geringe Diodenströme zur Folge, so dass mit minimaler Kniespannung der HF-Spitzengleichrichter D2 annähernd das gleiche Verhalten zeigt wie die mit Gleichspannung beaufschlagte Diode D1.
D1 und D2 sollten auf möglichst gleiche Kniespannung selektiert werden.

Das Ausgangssignal wird mit Spannungsteilern aufgeteilt und mit Pi-Dämpfungsgliedern auf 50Ω Ausgangswiderstand mit den Pegeln 0dBm und -60 dBm gebracht. So simpel das in der Schaltung aussieht, ist das nur mit zusätzlichen Abschirmmaßnahmen erreichbar.

Der Gewohnheit folgend, die Versorgungsspannung aller aktiven Bauteile grundsätzlich abzublocken, sind C14 am 78L05 und C15 am LF356 dem Original zugefügt. Auch die im Original mit 1 µF spärlich bemessenen Elkos C1 und C2 wurden etwas großzügiger ausgelegt. Die Schottky-Dioden HP2800 wurden durch leichter erhältliche BAT43 ersetzt. Zur anders dimensionierten L1 an der Drain des IRF510 s. unten in Abschnitt 3.

2   Realisierung

Die Platine ist doppelseitig mit durchgehender Massefläche auf der Rückseite mit zugehörigen Durchkontaktierungen.

Anders als im Original [1] und den Nachbauten [2] und [3] erfolgte der Aufbau in SMD-Technik. Widerstände in Bauform 1206, keramische Kondensatoren in BF 0805. Alle Bauteile, auch die bedrahteten, sind auf der Leiterseite angeordnet. Lediglich der Quarzgenerator ist auf der Rückseite montiert (spitze Ecke = Pin 1). Die DIP8 IC-Fassung ist eine mit Federkontakten, Beinchen nach außen umgebogen und zugeschnitten. Die Stiftleisten sind von der Rückseite durchgesteckt und auf der Leiterseite verlötet, Bohrungen auf der Rückseite frei gesenkt. Auch die 3mm-Bohrung für den IRF510 muss auf der Rückseite frei gemacht werden (Drain liegt an der Kühlfahne). Hier wurde mit einem 8mm Holzbohrer mit Zentrierspitze eine Insel ausgefräst.

Die Widerstände R9 bis R20 der Ausgangsabschwächer wurden mit einem DMM auf ca. ± 0,5% ausgemessen.

Die Genauigkeit der Signalpegel wird auch von der Ausgangsspannung des 78L05 bestimmt, die der OpAmp als Referenz verwendet. Der Regler sollte daher auf möglichst genau 5V Ausgang selektiert werden. Ein Präzisionsregler LP2950ACZ5,0 wäre besser geeignet. Noch schlauer wäre, eben weil damit auch der Signalpegel beeinflusst werden kann, ein einstellbarer Spannungsregler wie der LM317 (100mA, TO-92 oder SO-8).

Um ein Übersprechen auf den -60 dBm-Ausgang zu minimieren, wurde aus doppelseitigem FR4 eine geschlossene Kammerbauweise hergestellt, die fast die Hälfte der Platine in Anspruch nimmt.

Calibration generator PCB assembly

Abb. 2: Platinen-Layout.

Die beiden BNC-Buchsen sitzen auf einem weiteren doppelseitigen FR4-Steifen (rot in Abb. 2), der mit der Ober- und Unterseite der Platine verlötet ist.

Calibration generator PCB

Abb. 3: Bestückte Platine mit aufgebrachter Abschirmung.

Jegliche vagabundierende HF-Verschleppung ist zu vermeiden. -60 dBm, das sind 0,22 mVeff an 50Ω, ist ganz schön ehrgeizig. Netzbetrieb, z.B. mit einem Steckernetzteil, ist hier nicht ratsam. Das optimale Abschirmgehäuse wäre ein solches aus ALU-Druckguss. Leider hat sich ein vorhandenes ausreichend großes als untauglich erwiesen. Das bei reichelt.de erhältliche Hammond 1550Z 107 ist zu kurz, um die 9V-Batterie mit aufzunehmen. Ein Schubert-Gehäuse Nr. 7c (148x55x40 mm) aus Weißblech muss dann reichen, zumal die nachfolgenden Messergebnisse ohne ein zusätzliches Abschirmgehäuse erreicht wurden.

3   Messergebnisse

DK1RM berichtet in [3] wortreich von erheblichen Problemen, die einige Umdimensionierungen zur Folge hatten. Solche Schwierigkeiten traten in diesem Musteraufbau, der sich mit geringfügigen Änderungen an das Original von DL7AV hält, nicht auf.

Eine Ungereimtheit, die auch DK1RM vermerkt, ist die Anpassung des Tiefpasses an die Drain des IRF510. Die von DL7AV mit L1 = 68µH vorgesehene Ausgangsimpedanz beträgt bei 3,58 MHz ca. 1,53kΩ. Der Tiefpass ist jedoch für eine Eingangsimpedanz von 150Ω ausgelegt, was mit AADE Filterdesign reproduziert wurde (Abb. 4). Das könnte mit L1 = 6,8µH (XL = 153Ω bei 3,58 MHz) erreicht werden. War da Thomas das Komma verrutscht?

Calibration generator Lowpass

Abb. 4: Mit AADE Filterdesign berechneter Tiefpass.

Mit einer Eingangsimpedanz von 1,5kΩ ergibt sich eine arg verbeulte Durchlasskurve mit einer Dämpfung von ca. 9dB bei 3,58 MHz.

Beide Varianten wurden mit unbelasteten Ausgängen gemessen.

Calibration generator drain signal 68uH

Abb. 5: Signal an der Drain, L1=68µH.

Calibration generator lowpass signal 68uH

Abb. 6: Signal am Ausgang des Tiefpasses, L1=68µH.

Die Loop-Regelspannung mit L1=68µH betrug 3,9V.

Calibration generator drain signal 6u8h

Abb. 7: Signal an der Drain, L1=6,8µH.

Calibration generator lowpass signal 6u8h

Abb. 8: Signal am Ausgang des Tiefpasses, L1=6,8 µH.

Die Loop-Regelspannung mit L1=6,8µH betrug 3,5V.

Trotz unterschiedlicher Signalformen an der Drain des IRF510 sieht der Sinus hinter dem Tiefpassfilter sauber aus mit gleicher Amplitude. Der besseren Anpassung mit 150Ω wegen wurde L1 mit 6,8µH statt mit 68µH dimensioniert.

Der Strombedarf ist in beiden Fällen ca. 54mA (LED nicht angeschlossen) bei 9V Speisung aus einem Netzgerät während der Tests.

Bleibt die Frage, wie genau die spezifizierten Ausgangssignalamplituden getroffen werden. Da ein genaues Powermeter nicht zur Verfügung stand, wurde der FA-NWT als Behelf bemüht. Dessen Dämpfungsanzeige ist gegen den internen DDS-Generator kalibriert. Also wurde dessen Signalpegel in der VFO-Funktion bei 3,58 MHz mit dem Scope gemessen:

NWT-VFO 3,58 MHz an 50Ω: 1,06 Vss = 0,375 Veff = 4,48 dBm.

Geht es vielleicht auch ohne Abschirmung? Messung mit dem FA-NWT:

Ausgang NWT-Messung Korrektur +4,48 dB
0 dBm -4,47 dB 0,01 dBm
- 60 dBm -60,1 dB -55,62 dBm

Tab. 1: Messung ohne Abschirmung.

Nein, geht nicht. Also Abschirmung aufgelötet (Abb. 3) und nochmal gemessen:

Ausgang NWT-Messung Korrektur +4,48 dB
0 dBm -4,47 dB 0,01 dBm
-60 dBm -64,59 dB -60,11 dBm

Tab. 2: Messung mit Abschirmung.

Voll auf die 12! Als Gegencheck mit einem 60 dB-Abschwächer (30 + 20 + 10 dB mit entsprechender Fehlerfortpflanzung) am 0 dBm-Ausgang zeigte der NWT -64,78 dB an, korrigiert also -60,30 dBm. Schon erstaunlich mit einem solch überschaubaren Aufwand. Damit lässt sich z.B. ein Powermeter mit einem logarithmisch linearen AD8307 kalibrieren oder auch ein S-Meter auf S9 + 13 dB mit dem -60 dBm-Pegel.

Wer Wert auf exakt 0,000 dBm legt, könnte R9 (180Ω) durch einen Mehrgangtrimmer ersetzen und damit den Pegel genau einstellen. Da dies wohl nur minimale Korrekturen ausmacht, sollte sich am -60dBm-Pegel nichts ändern. Geschickter wäre allerdings die in Abschnitt 2 erwähnte Justierung über die Versorgungsspannung mit einem einstellbaren Spannungsregler.

Die Signalpegel sind unabhängig davon, ob der jeweils unbenutzte Ausgang mit 50Ω abgeschlossen ist oder nicht. Weiterhin sind sie konstant mit einer Versorgungsspannung bis hinunter nach ca. 7V. Vielen Dank, Thomas, für dieses gelungene Konzept.

4  Andere Frequenzen

Der obige CMOS-Quarzgenerator mit 3,5795 MHz ist alles andere als obligatorisch. Es lassen sich auch höhere Frequenzen erzeugen. Hier mal ein Extrembeispiel mit 50 MHz, wie es z.B. zur Kalibrierung professioneller Powermeter verwendet wird. Norbert, DG1KPN, hat es realisiert. Allerdings sind einige Anpassungen notwendig.

MOSFET

Bei 50 MHz hat der IRF510 schon längst aufgegeben. Norbert hat ihn durch einen BSN10A (0,8W Kleinleistungs-MOSFET, erhältlich z.B. beim großen "C") ersetzt. Ein simpler BS170 tut es auch, wie Norbert später herausfand.
Mit einer Eingangskapazität von ca. 10pF statt 180pF beim IRF510 ist der zusammen mit R1 (Abb. 1) gebildete Tiefpass zur Verrundung des Generator-Rechtecksignals kaum mehr wirksam. Abhilfe schafft ein zusätzlicher Kondensator vom Gate nach Masse von 18pF oder mehr. Ausprobieren.

Tiefpass und Anpassung

Die Induktivität L1 als Drain-Arbeitswiderstand und der Tiefpass (L2, L3, C5, C7, C8) sind an die Frequenz anzupassen. Die Schaltung ist offensichtlich aber überaus tolerant gegenüber unterschiedlichen Auslegungen, wie das o.g. Beispiel mit L1 zeigt.
 

Auslegung von DG1KPN für 50 MHz
L1 L2/L3 C5/C8 C7
3,3µH 0,18µH 39pF 82pF

Tab. 3: Drain-Anpassung und Tiefpass von DG1KPN.

Bei 50 MHz hat L1=3,3µH ein XL von ca. 1 kΩ. Der Tiefpass ist ausgelegt für 50Ω Ein- und Ausgang.
AADE Filter Design meint dazu:

DG1KPN 50MHz Lowpass

Abb. 9: Simulation des Tiefpasses von DG1KPN.

Erreicht wurde eine Dämpfung der ersten Oberwelle von immerhin 36 dBC trotz der Fehlanpassungen.

Wollte man der reinen Lehre folgen, ergäbe sich folgendes:

150Ω Drain-Ausgangsimpedanz wie oben erfordert bei 50 MHz L1 = 0,48µH, also eine handelsübliche SMCC-Drossel 0,47µH.
Für diese Eingangsimpedanz 150Ω und 50Ω Ausgangsimpedanz wurde der Tiefpass mit Chebychev-Charakteristik, Ripple 1 dB, mit AADE Filterdesign berechnet.

C5 C7 C8 L2 L3 50MHz 100MHz
114pF 141pF 85pF 0,234µH 0,220µH -2,8dB -46dB

Tab. 4: Tiefpassberechnungen für 50 MHz, Zin=150Ω, Zout=50Ω.

Manuell variierte handelsübliche Werte führen auch zum Ziel.

C5 C7 C8 L2 L3 50MHz 100MHz
100pF 150pF 68pF 0,220µH 0,220µH -1,6dB -44dB

Tab. 5: Tiefpassberechnungen für 50 MHz, Zin=150Ω, Zout=50Ω, handelsübliche Werte.

Lowpass 50 MHz

Abb. 9: Simulation des Tiefpasses nach Tab. 5.

Mit den oben für 3,5795 MHz gezeigten und den von DG1KPN für 50 MHz erzielten Ergebnissen ist jedoch zu vermuten, dass die geniale Schaltung von DL7AV von einer rechnerisch genauen Anpassung herzlich unbeeindruckt bleibt. Die Regelung bügelt es wieder glatt. Norbert wollte das genau wissen. Mit der Auslegung nach Tab. 5, L1 = 0,47µH, hat er nun eine Dämpfung der ersten Oberwelle von sensationellen 51 dBC erreicht. Der 0 dBm-Pegel musste mit R9 um schlappe 0,2 dB nach unten korrigiert werden.

 

Referenzen

[1] Download für DARC-Mitglieder unter
      http://www.darc.de/cq-dl/cq-dl-digital/archiv-pdf/
[2] http://www.dl2khp.de/projekte/kalibrator.html
[3] http://db0smg.afug.uni-goettingen.de/~dk1rm/hardware/calgen.html
[4] http://www.dl4jal.eu/mwattmeter/mwattmeter.html

Einordung: