HF-Stromwandler

HF-Stromwandler DL6GL Do., 14.02.2019 - 08:05
High power hf sampler

Gemeinschaftsarbeit DG1KPN und DL6GL.

Nun wollten wir doch mal wissen, ob ein minimales SWR auch einen maximalen Strom in unsere Antennen treibt, Norbert, DG1KPN, an seiner endgespeisten Antenne, ich, DL6GL, an einem Hühnerleiter gespeisten Dipol. Bei letzterem sollte auch festgestellt werden, ob die Antennenströme tatsächlich symmetrisch sind.

 

Referenzen

[1]  http://g3ynh.info/zdocs/bridges/Xformers/part_1.html
       http://g3ynh.info/zdocs/bridges/Xformers/part_2.html    
[2]  http://preciserf.com/wp-content/uploads/2012/05/datasheet-HFS-1.5-v2.pdf
[3]  http://preciserf.com/wp-content/uploads/2012/04/Appnote-4-Power-tests1.pdf
[4]  https://dk1kk.jimdo.com/antennen-messungen/

1 HF-Stromtransformator

1 HF-Stromtransformator DL6GL Do., 14.02.2019 - 08:16

Ein HF-Stromtransformator, bestehend aus einer Sekundärwicklung auf einem Ringkern oder einem Klappferrit als Stromzange und einer Primär-"Wicklung" als ein (1) gerader Leiter durch den Kern, induziert eine Spannung in die Sekundärwicklung, wie wir es auch von einem Netztransformator kennen. Ausführliche Betrachtungen sind z.B. in [1] zu finden.

Current sensor schematic

Abb. 1.1: HF-Stromtransformator.

Wenn die Sekundärwicklung mit einem Widerstand Rs abgeschlossen wird, fließt ein entsprechender Strom Is. Mit einem Windungsverhältnis n = Ns / Np (s=sekundär, p=primär) stellen sich die Transformationsverhältnisse für einen idealen Transformator wie folgt dar:

n = Ns / Np = Us / Up = Ip / Is = √(Ls/Lp)

Die Transformation wird zumeist in dB angegeben, englisch Coupling factor

aus dem Spannungsverhältnis          CF = 20*LOG10(Us/Up) = 20*LOG10(n)  [dB]

oder aus dem Stromverhältnis          CF = 20*LOG10(Ip/Is) = 20*LOG10(n)  [dB],

bisweilen auch aus dem umgekehrten Verhältnis, also negativen CF.

n=Ns/Np CF {dB]
10 20,00
15 23.52
20 26,02
25 27,96
30 29,54

Solche HF-Stromkoppler sind für stolze Preise zu kaufen, z.B. PreciseRF HFS-1.5 [2] und Application Note [3]. Aber einen Ringkern oder einen Klappferrit zu bewickeln, ist nun wirklich keine Kunst. Ergebnisse zeigen wir weiter unten. Der HFS-1.5 kann eigentlich nicht so aufgebaut sein wie im Datenblatt [2] gezeigt. Die angegebenen 20 Windungen sekundär stimmen nicht mit der angegebenen Leistungsübertragung 1.000:1 = 30dB überein, linearer Faktor √(1.000)=31,62. Ein Kopplungsfaktor von 30,10dB ergäbe sich erst mit 32 Windungen. Es sei denn, dem 20:1-(26dB)-Wandler wäre sekundärseitig noch ein 4dB-Abschwächer nachgeschaltet. Der tatsächliche Aufbau ist wohl doch "confidential" wie in dem Schaltbild angegeben.

2 Messungen mit einen HF-Stromwandler

2 Messungen mit einen HF-Stromwandler DL6GL Do., 14.02.2019 - 08:47

2.1  Messprinzip in einer 50Ω-Umgebung

Will man berührungslos Strom und Leistung auf der Primärseite messen, ist für geordnete Verhältnisse zu sorgen. In üblichen HF-Umgebungen sind daher Rp = Rs = 50Ω. Die Leistung eines TX kann also nur mit einer 50Ω-Dummyload verlässlich gemessen werden. An Antennen mit zufälligen und selten bekannten Impedanzen kann man nur den Strom messen. Auch Mantelwellen auf einem Koax-Kabel sind zumindest qualitativ aufzuspüren. Ohne Mantelwellen heben sich die Magnetfelder der gegenphasigen Ströme im Innenleiter und auf der Abschirmung gegenseitig auf, Messergebnis also Null, siehe unten, Abb. 2.7.

Wird sekundärseitig mit einem 50Ω-System, etwa einem Powermeter, Netzwerk- oder Spektrumanalysator, gemessen, muss auch dort für korrekte Anpassung gesorgt werden.

50 ohms measurement option 1

Abb. 2.1: Powermeter/Netzwerkanalysator-Messung, Option 1.

Der Sekundär-Lastwiderstand Rs entfällt. Die 50Ω-Last bildet die Eingangsimpedanz des Messgerätes. Die gemessene Sekundärleistung ist unmittelbar zur Bestimmung der Primärleistung bzw. des Primärstroms heranzuziehen.

50 ohms measurement option 2

Abb. 2.2: Powermeter/Netzwerkanalysator-Messung, Option 2.

Der Sekundär-Lastwiderstand Rs = 50Ω ist eingefügt, wie er auch für hochohmige Messungen mit einem Scope oder einer Gleichrichterschaltung zu verwenden wäre. Die 50Ω Eingangsimpedanz Ri des Messgerätes liegt parallel zum Sekundär-Lastwiderstand Rs = 50Ω. Gesamtlast also 25Ω, womit sich die Spannung Us gegenüber der Schaltung nach Option 1 halbiert. Die gemessene Sekundärleistung ist um 6dB reduziert, nicht 3dB, wie bei einer Halbierung zunächst zu vermuten wäre. Es müssen Leistungen, nicht Spannungen betrachtet werden.

Mit Ri=50Ω-Last an der Sekundärwicklung (Option 1) stelle sich die Spannung U0 an Ri ein.

Leistung (Option 1)     P0 = U02/Ri [W] = 10 * LOG10(U02/Ri) + 30 [dBm]

Mit Us = U0 = 1V wird P0 = 0,02W = 13 dBm

Doppelte Last Rs||Ri, Rs=Ri=50Ω in Option 2. Sekundärspannung Us = U0 / 2.

Leistung (Option 2)     P0 = (U0/2)2/Ri [W] = 10 * LOG10((U0/2)2/Ri) + 30 [dBm]

Mit Us=U0/2 = 0,5V wird P0 = 0,005W = 7 dBm

Das Powermeter nach Option 2 misst nur noch ein viertel der Leistung, also 6dB zu wenig.

Nun zur Berechnung von Primärstrom und -leistung aus der gemessenen Sekundärleistung Ps:

Current sensor calculations

Der Primärstrom ist mit bekanntem Windungsverhältnis und Sekundärwiderstand aus der gemessenen Sekundärleistung bzw. der entsprechenden -spannung messbar. Die Primärleistung ist nur bei bekannter (ohmscher) Primärlast zu ermitteln.

2.2  Spezialfall 34dB-Koppler

Einen Sonderfall gilt es noch zu betrachten, bei dem der Primärstrom ohne Rechenkünste ermittelt werden kann. Den machen sich auch kommerzielle HF-Stromzangen zu Nutze.

Wenn wir einen Kopplungsfaktor von 34dB herstellen, genauer 33,98dB, lässt sich aus der Sekundärspannung Us mit Rs=50Ω der Primärstrom Ip unmittelbar ablesen.

Current sensor attenuator

Abb. 2.3: Ermittlung des Primärstroms Ip aus den Sekundärspannung Us.

Ein Kopplungsfaktor von 33,98dB wäre mit sekundär 50 Windungen herzustellen. Die HF-Eigenschaften könnten aber nicht mehr überzeugen. Also wäre mit weniger Windungen ein passender Abschwächer einzusetzen.

Nicht zufällig wurde der unten in Abb. 2.5 und 2.6 gezeigte Koppler mit 25 Windungen entsprechend 28dB Kopplungsfaktor ausgestattet. In einer 50Ω-Umgebung, Lastwiderstand Rs = Eingangswiderstand = 50Ω, wird eine Koppeldämpfung von 34dB erzielt (Abb. 2.6, blaue Kurve). Die 1MΩ Eingangsimpedanz des Scopes wird also mit einem 50Ω-Durchgangsterminator abgeschlossen. Der in Abb. 2.3 gezeigte Abschwächer entfällt in diesem Falle (25 Windungen entsprechend 28dB Koppeldämpfung) und wird wie in Abb. 2.2 durch den 50Ω -Lastwiderstand Rs an der Sekundärwindung ersetzt.

Für andere Koppelfaktoren ist ein passender 50Ω-Abschwächer einzuschleifen, Beispielrechnung:

n = Ns/Np 10
CF 20,00 dB
Zusatzdämpfung 50||50Ω 6,00dB
50Ω-Pi-Abschwächer 7,98dB
Gesamt-CF 33,98dB

Rechnerisches Windungsverhältnis n = 10^(CF/20) = 50,003.

Mit Ip = n * Is und Is = Us / Rs wird

Ip = n * Us / Rs.

Beispielrechnung

Gesamt-CF 33,98dB
n rechnerisch 50,003
Scope-Terminator 50Ω
Us 100,000mV
Ip 100,006mA

Damit ist eine 1:1-Konversion hergestellt, 1V sekundär entspricht 1A primär. Mit Us-RMS erhält man unmittelbar den zahlengleichen RMS-Primärstrom Ip und daraus bei bekannter Primärlast Rp die Primärleistung aus Ip2 * Rp.

In einem Excel-Sheet im Download können solche Messungen konfiguriert und ausgewertet werden.

Current sensor Excel calculation

Abb. 2.4: Excel-Sheet zur Berechnung eines HF-Stromsensors.

2.3  Messungen an einem Prototyp

28dB-Prototyp von DG1KPN mit 25 Windungen auf einem FT50-43-Ringkern. Bei 1kW hat der FT50-43 Ringkernen eine magnetische Flussdichte von nur 14 Gauss bei 1,8MHz zu verkraften, weit unterhalb vom empfohlenen Maximalwert 80 Gauss.

Power current sensor inside

Abb. 2.5: 28dB-Messwandler von DG1KPN.

Power current sensor VNWA chart

Abb. 2.6: Messergebnisse mit dem VNWA.

Die Transmission S21, gemessen mit Option 1 (Abb. 2.1), ist orange dargestellt, die mit Option 2 (Abb. 2.2) in blau. Der rechnerische Kopplungsfaktor 27,96dB wird mit der orangen Kurve mit 27,91 bis 28,20dB von 137kHz bis 50MHz gut wiedergegeben, überraschend sogar noch bis ca. 60kHz. Die blaue Kurve ist wie erwartet um 6dB abgesenkt, 33,89 bis 34,08dB. Das VSWR ist bis 28MHz < 1,10. Für höhere Frequenzen wäre ein FT50-61 wohl vorteilhafter.

Also: DIY kann doch zu respektablen Ergebnissen führen und macht zudem Spaß.

Mit einem HF-Powermeter wie hier beschrieben lässt sich in einem 50Ω-System die Primärleistung einfach messen. Wenn eine Zusatzdämpfung gleich der Koppeldämpfung ausgewählt wird, ergibt sich daraus unmittelbar die Primärleistung an einer 50Ω-Last. Im o.a. HF-Powermeter sind u.a. Dämpfungen von 20 und 30dB einstellbar. Passende Stromkoppler wären mit n = 10 Windungen (20dB), n = 32 Windungen (30,1dB) oder Kopplungsfaktor nach Wahl mit zusätzlichem Abschwächer.

Insbesondere bei QRO-Systemen kann ein Stromkoppler weiterhin verwendet werden, das TX-Signal mit einem Scope gefahrlos zu überwachen, gegebenenfalls auch Zweitonsignale zu untersuchen.

Spaßeshalber hat Norbert einige 0,5inch-Ringkerne aus seinem Bestand ausgemessen, darunter Eisenpulverkerne. Zusammenstellung im Download. Ergebnisse:

  • Für LF und HF ist ist der Amidon-Ferrit 43 (FT50-43) am besten geeignet,
  • der Amidon-Ferrit 61 (FT50-61) hat Stärken bei VHF,
  • der Amidon-Ferrit 77 (FT50-77) geht halbwegs im LF- und unteren HF-Bereich,
  • Eisenpulverkerne Amidon T sind für diese Zwecke völlig unbrauchbar.

Für den o.a. Mantelwellendetektor sind zwei Ringkerne vorteilhaft, einer um die abisolierte Kabelseele zur Messung des Antennenstroms wie gehabt (rechts im Bild) und ein weiterer um das gesamte Koax-Kabel. Letzterer zeigt ggf. vorhandene Asymmetrien in der Stromverteilung zwischen Kabelseele und Abschirmung an, die durch Mantelwellen verursacht werden. Zu den Gegentaktströmen auf der Kabelseele und der Innenseite der Abschirmung "rauf wie runter, gegenphasig" tritt dabei ein weiterer Gleichtaktstrom auf der Außenseite der Abschirmung "als Mantel" auf. Den würde der im Bild linke Ringkern feststellen.

Sheath current sensor

Abb. 2.7: Mantelwellensensor (Realisierung DG1KPN).

Die Koax-gespeiste Langdrahtantenne von DG1KPN liefert Mantelwellen "frei Haus" gleich mit. Ohne Mantelwellensperre. Beruhigend für Norbert: Die am Koax-Kabel aufgebrachten Klappferrite haben ihre Wirkung nicht verfehlt. Der linke Ringkern hat nichts zu vermelden.
Problem erkannt, Problem gebannt.

3 Messungen an Antennen

3 Messungen an Antennen DL6GL Do., 14.02.2019 - 09:04

3.1  Berechnung

Ein HF-Stromwandler kann zwar den Antennenstrom messen, eine Aussage zur übertragenen Leistung ist wegen der unbestimmten Antennenimpedanzen aber nicht möglich. Zumindest zeigt ein Strommaximum auch ein Maximum der an die Antenne übertragenen Leistung an.

Die Anwendung unterscheidet sich nach dem Antennentyp. Bei endgespeisten Antennen mit Koax-Zuführung muss ein Leiter, in der Regel der abisolierte Innenleiter durch den Stromwandler geführt werden. Bei Dipolen mit Hühnerleitern ist je ein Wandler auf den beiden Zuleitungen von Nöten. Um dem Dipol von DL6GL näher auf den Zahn zu fühlen, ist nachfolgendes Antennenstrommessgerät entstanden.

Antenna current sensor

Abb. 3.1: Dipol-Antennenstrommessgerät (eine Hälfte).

n = Ns / Np = Us / Up = Ip / Is

Coupling factor:
CF = 20*LOG10(Us/Up) = 20*LOG10(Ip/Is) = 20*LOG10(n)  [dB]

Vom Primärstrom Ip induzierter Sekundärstrom Is durch Sekundärlast Rs = R1||R2 (bei QRO Belastbarkeit sicherstellen):
Is = Ip / n,

damit Spannungsabfall Us über Rs:
Us = Is * Rs = Ip * Rs / n.

Zu messender Primärstrom in A-RMS (eff.), damit Is auch in A-RMS (eff.).

Hinter der Diode ergibt sich Uc als Spitzenwert von Us abzüglich Dioden-Schleusenspannung (Voltage drop) Ud.
Uc = Us * √(2) - Ud   (bei Sinus).

Nun ist es nicht so, dass alleine der Primärstrom wirksam ist. Mit der Sekundärbelastung durch Rs induziert der damit entstandene Sekundärstrom Is seinerseits einen Serienwiderstand Rpi in den Primärkreis.

Mit dem Spannungsabfall an Rpi
Upi = Us / n

und dem induzierten Strom
Ip = n * Is

wird
Rpi = Us / (Is * n2) = Rs / n2

Bei Antennenstromsonden ist damit ein Kompromiss zwischen anzuzeigender Sekundärspannung, d.h. Anzeigeempfindlichkeit, und in die Antennenzuleitung induziertem Serienwiderstand zu finden. Stellschrauben sind das Windungsverhältnis und der Sekundär-Lastwiderstand mit entgegengesetzter Wirkung.

Der minimal messbare Primärstrom ergibt sich näherungsweise, wenn der Spitzenwert von Us den Dioden-Voltage drop Ud erreicht oder unterschreitet.
Ud = Ip * Rs * √(2) / n

Damit
Ip min = Ud * n / (Rs * √(2))

Antenna current sensor Excel calculation

Abb. 3.2: Excel-Sheet zur Berechnung eines analogen HF-Strommessers.

3.2  Realisierung

Wie oben, Abb. 2.5, wurden 28dB-Stromwandler mit 25 Windungen auf FT50-43 eingesetzt. Dioden: BAT62-3W, Lastwiderstand sekundär 100Ω. Der damit in die Antennenleitungen induzierte Serienwiderstand ist 160mΩ . Für QRO-Anwendungen ist Platz für zwei 1W-Metallfilmwiderstände.

Antenna current sensor inside

Abb. 3.3: Antennenstrommesser Innenansicht.

Antenna current sensor front

Abb. 3.4: Antennenstrommesser Frontansicht.

Wann können die Chinesen denn mal mehr als "billig"? Die Maßzeichnung für die Einbauinstrumente auf der Schachtel stimmt nicht.

3.3  Messbereiche

Es sind drei Messbereiche umschaltbar. Die Vorwiderstände für das Drehspulinstrument lassen sich mit dem in Abb. 3.2 gezeigten Excel-Sheet berechnen. Rechnungen sind die eine Sache, es gilt aber immer noch "Test is best". Die Strommessbereiche lassen sich nicht aus der TX-Leistung berechnen, da die Antennenimpedanz je nach Frequenz irgendwo liegt, nur nicht bei 50Ω.

Zunächst wurde daher mit einem einstellbaren Vorwiderstand, Rm in Abb. 3.1, der an der Antenne zu messende Strom im 80m-Band bei maximaler TX-Leistung auf Vollausschlag am Drehspulinstrument eingestellt.

Anschließend wurden mit einer 50Ω Dummy Load die Vorwiderstände für Vollausschlag bei verschiedenen TX-Leistungen bestimmt. Die entsprechenden Antennenströme lassen sich hier, anders als bei der Antenne, aus Irms = √(P/50) berechnen. Die TX-Leistung ist mittels P=U2rms/50 aus der Scope-Anzeige zu ermitteln.

Antenna current chart

Abb. 3.5: Vorwiderstände für Vollausschlag in Abhängigkeit vom Primärstrom.

Der Messpunkt aus der Antennenmessung, hier 69,5kΩ für Vollausschlag, wurde so in das Diagramm platziert, dass er auf der Ausgleichsgeraden durch die Dummy Load-Messpunkte liegt. Der zugehörige Antennenstrom ergab sich zu 1,5A-rms. Damit ist der höchste Messbereich festgelegt.

Vergleich der Messungen mit den Excel-Berechnungen nach Abb. 3.2 z.B. für 1A Antennenstrom:
Berechnung:   Rm = 52,6kΩ
Diagramm:     Rm = 45,0 kΩ.

Die mit dem Stufenschalter in Abb. 3.1 einstellbaren weiteren Vorwiderstände sind frei wählbar, der niedrigste Bereich z.B. zur Tunereinstellung mit geringen Leistungen. Auf eine Stromkalibrierung der Messgeräteskalen wurde verzichtet. Es sind ja nur die jeweiligen Maximalausschläge von Interesse.

Tests:

TX an Dummy load:
Gleichheit der Anzeigen auf beiden Leitungen messen, OK.
TX an Dipol-Hühnerleiter:
Gleichheit der Anzeigen messen. Hier Abweichung um eine Zeigerbreite.

Der anfänglichen Frage - minimales SWR = maximaler Antennenstrom = maximale Abstrahlung? - wird noch auf den Grund zu gehen sein.

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