2.6 Der etwas andere ZF-Verstärker von DC4KU

Nun aber mal ordentlich! So bestechend das Konzept erscheint, ergaben neuerliche Untersuchungen Anfang 2016, dass dem ZF-Verstärker in der Version 2011 ein paar Verbesserungen gut zu Gesicht stünden:

  1. Ein- und Ausgangsanpassung der FET-Eingangskaskode,
  2. unstetiger Impedanzverlauf der PIN-Diodenabschwächer mit teilweise hohem SWR,
  3. Schwingneigung der MMICs und in diesem Zusammenhang Platinenlayout,
  4. Eingeschränkte S-Meter-Funktionalität im AGC-Verstärker.

Zu den Punkten 1 und 2 sind Beschreibungen im Download abgelegt. Nachfolgend werden ZF- und AGC-Verstärker in der aktualisierten Version 07/2016 dargestellt. Alle OMs, die sich an der Version 2011 mit mäßigem Erfolg versucht haben, bitte ich um Nachsicht - shit happens.

Werner Schnorrenberg, DC4KU, war es, der mich mit seinem Artikel [1] so um 2007 anstieß, einen KW-RX selber zu bauen. Das Konzept war so ganz anders, wie man es aus diversen Vorschlägen im Internet kannte. Das herausstechende Merkmal ist die Regelung (AGC). Es werden nicht, wie in den meisten Veröffentlichungen zu finden ist, Kollektor- oder Drainströme der Verstärkerstufen für die AGC verändert. Weiterhin ist der ZF-Verstärker breitbandig ausgelegt, d.h. er verwendet keine Bandfilter zwischen den Stufen. Schließlich wird die AGC nicht nur aus dem NF-Signal wie üblich gewonnen, sondern zusätzlich aus dem ZF-Signal.

Die Vorteile liegen auf der Hand:

  • Durch Abregeln von Verstärkerstufen, seien es nun bipolare oder JFET-/MOSFET-Transistoren oder die offensichtlich sehr beliebten Videoverstärker wie der MC1350, werden Kennlinien beeinflusst, so dass mit verringerter Aussteuerbarkeit Intermodulation bei großen Signalen auftreten kann und ggf. der Rauschabstand verringert wird.
     
  • Die Reaktionszeit der NF-AGC ist bei SSB abhängig von der anliegenden Audio-Frequenz, da der Träger fehlt. Im besten, aber nicht realistischen Fall, dass eine NF-Schwingung ausreicht, eine proportionale Regelspannung zu erzeugen, wären das z.B. bei 1 kHz eine Millisekunde, bei tieferen Frequenzen entsprechend mehr. Bei Schwebungsnull gibt es keine Regelspannung mehr. Eine (zusätzliche) aus dem ZF-Signal abgeleitete AGC hat diese Probleme nicht.
     
  • Bandfilter im Verstärkerzug bewirken Signalverzögerungen. Insbesondere schmale Filter mit Chebyshev-Charakteristik zeigen an den Flanken erhöhte Laufzeiten. Die NF-AGC kommt also zu spät. Das Signal ist schon durch und plärrt in den Ohren.

Aber - wie es im Leben so ist - wird dies mit dem Nachteil einer aufwendigeren Schaltung erkauft. Zur NF-AGC kommt noch eine ZF-AGC hinzu. Zugegeben, die Gesamtschaltung erscheint pompös und es gibt einfachere Lösungen. Ich wollte aber herausfinden, was mit diesem kompromisslosen Konzept erreichbar ist. Ein noch ausgefeilteres ZF-System, unterlegt mit gründlichen Messungen, zeigt Martein, PA3AKE in [8]. Ein anderer interessanter Bauvorschlag zum "Hybrid Cascode IF amplifier" ("hycas") von Wes Hayward, W7ZOI, und Jeff Damm, WA7MLH, ist in [7] zu finden.

2.6.1 Der ZF-Verstärker

Da sich die Schaltung weitgehend an [1] mit einer ausführlichen Beschreibung anlehnt, soll hier nur auf die Änderungen hingewiesen werden.

ZF-Verstärker Schaltung

Abb. 2.6.1: ZF-Verstärker Schaltung, Rev. 1.

Das Grundkonzept von DC4KU ist unverändert. Der Verstärkerzug bis zum Ausgang zur ZF-AGC (Ausgang 4) hinter dem zweiten MMIC MSA0886 ist breitbandig ausgelegt, enthält also keine Nahselektion. Die Begrenzung des breitbandigen Verstärkersignals erfolgt erst zwischen T3 und T4 mit dem Noise-Filter. Die Durchlasskurve ist zusammen mit denen der vor dem ZF-Verstärker angeordneten CW- und SSB-Filter im Bild oben zu sehen. Änderungen gegenüber der Version 2011 sind rot in Abb. 2.6.1 gekennzeichnet.

Für die selbst gebauten Quarz-Ladderfilter wurden preisgünstig erhältliche 8,8672 MHz-Quarze im HC18-Gehäuse verwendet, also nicht weit weg vom 9 MHz-Standard. Das im ZF-Verstärker verbaute Noise-Filter hat eine Mittenfrequenz von ca. 8,865 MHz [5].

Wer zu faul ist, Platinen für bedrahtete Bauelemente zu bohren, verwendet SMD. So auch hier. An den wenigen bedrahteten Bauteilen, z.B. den HC18-Quarzen, werden die Beinchen einfach winklig nach außen gebogen. Die Quarzgehäuse sind über kurze Drahtstücke mit Masse verlötet. Ergebnis ist auf alle Fälle ein kleineres Gesamt-Layout. Wegen meiner beschränkten Feinmotorik wurden Widerstände in der Bauform 1206 und Kondensatoren sowohl in BF 0805 als auch 1206 verwendet. Die 0805-Krümel lassen sich gerade noch hantieren. Als dritte Hand beim Löten dient eine vorne angespitzte Holz-Wäscheklammer.

FET-Eingangskaskode
Die starken Exemplarstreuungen der verwendeten MMBFJ310 JFETs lassen die Eingangskaskode wie eine zickige Diva erscheinen. Die Eingangsimpedanz der FET-Kaskode ist abhängig von

  • dem Drainstrom, d.h. von der mit dem Sourcewiderstand eingestellten Gate-Sourcespannung,
  • dem Drainstrom IDSS, der bei einer Gate-Sourcespannung Null fließt,
  • Vp, der Abschnürspannung (pinch-off voltage), der Gate-Sourcespannung, bei dem der Drainstrom nahezu Null wird,
  • sowie dem Windungsverhältnis des Eingangsübertragers.

IDSS und Vp streuen beträchtlich, so dass eine Eingangsimpedanz von 50Ω eher Zufall ist.
Im Download steht ein Excel-Sheet zur Berechnung zur Verfügung.

Optimierungsarbeiten in Zusammenarbeit mit Werner, DC4KU, haben den Divenschleier ein wenig angelupft. Herzlichen Dank dafür, Werner. Einzelheiten hierzu unten im Download und in "Regelbarer ZF-Verstärker mit hoher IM-Festigkeit" mit detaillierten Messungen zur Anpassung und IM-Festigkeit unter [1].

PIN-Diodenabschwächer vor den MMICs
Die beiden PIN-Diodenabschwächer vor den MMICs zeigen bei hoher Abschwächung ein miserables Eingangs-SWR. Zusammen mit Werner, DC4KU, wurden hier verschiedene Varianten versucht, das Impedanzverhalten in den Griff zu bekommen. Ausarbeitung dazu im Download.
In der in Abb. 2.6.1 gezeigten Realisierung wurde davon aber wieder Abstand genommen, da

  • die Eingangsimpedanz der FET-Kaskode infolge der hohen Isolation davon unberührt bleibt,
  • die MMICs sich als tolerant gegenüber Fehlanpassungen zeigten,
  • mit dem schwächeren ersten MMIC MSA0685 kein dB mehr an Einfügedämpfung zu verschenken war,
  • der Hub für die AGC-B-Regelspannung sich nicht beliebig erweitern lässt.

Ein symmetrischer Abschwächer mit vier PIN-Dioden lässt zwar nach Literaturangaben bessere HF-Eigenschaften erwarten, wurde aber wegen der höheren Grunddämpfung nicht weiter in Betracht gezogen.

MMICs
Als problematisch erwiesen sich bei den beiden eingesetzten MMICs vom Typ MSA0886, dass beide mit recht geringem Arbeitsstrom (15 bzw. 18mA) betrieben wurden, weit ab von den laut Datenblatt empfohlenen 36mA. Damit war irrigerweise beabsichtigt, die Verstärkung anzugleichen. Der erste MMIC ist nun ein Typ MSA0685 (MSA0686, MAR6), mit 18mA betrieben. Beim zweiten, unverändert ein MSA0886, wurde der Arbeitsstrom auf 27mA erhöht. Die Gesamtverstärkung mit nunmehr 66dB hat dabei etwas gelitten. Möglicherweise kann dem mit einer weiteren Erhöhung des Arbeitsstroms des MSA0886 noch etwas nachgeholfen werden. Notwendig erscheint das aber aus der Betrachtung des unten aufgeführten Regelverhaltens nicht.
Das aus heutiger Sicht dilettantische Layout der Massebahnen im Zusammenwirken mit den Durchkontaktierungen zur Massefläche auf der Rückseite hatte eine Schwingneigung der MMICs bei höheren Signalpegeln, d.h. geringen Dämpfungen der PIN-Diodenabschwächer, zur Folge. Im Mustergerät beseitigte ein Proxxon-Fräser dieses Übel. Die angepasste Platine funktioniert hoffentlich besser, wurde aber nicht praktisch erprobt.

Sowohl die Stromzuführungen der MMIC's als auch die Zuführungen zu den PIN-Dioden-Abschwächern wurden mit Drosseln versehen, um mögliche Kopplungen zu vermindern. Wesentlich für die Unterdrückung parasitärer Schwingungen sind die Verbindungen der beiden Massepins der MMIC's zur Massefläche auf der Platinenrückseite. Hier sind Durchkontaktierungen nahe an diesen Pins auf der Platine angeordnet. Bei MMICs mit langen geraden GND-Pins wie dem MSA0685/0885, MAR6 wäre es eine Idee, ein 3mm-Loch für das Gehäuse in die Platine zu bohren, die GND-Pins umgebogen durch das Loch zu führen und auf der Massefläche der Platinenrückseite zu verlöten.

Die Anpassung an das Noise-Filter mit einer rechnerischen Impedanz von ca. 220Ω besorgen an der Drain von T3 ein Schwingkreis mit mittig angezapfter Spule und der Abschlusswiderstand 240Ω R18 an T4. Damit wurde ein flacher Durchlassbereich bei akzeptabler Dämpfung erreicht. Der Schwingkreis an der Drain von T3 transformiert mit dem Windungsverhältnis 2:1 die mit dem 1k-Widerstand R16 erzwungene Kreisimpedanz im Verhältnis 4:1. Die Abstimmung des Schwingkreises hat wesentlichen Einfluss auf die Durchlasskurve. Zum Abgleich des Noise-Filters sind an der Source von T3 Kontaktstifte vorgesehen. Mit dem FA-NWT ist das eine reine Freude.

Statt des JFET BF247 für T4 in [1] wurde ein bipolarer BC849 als Emitterfolger eingesetzt.

Der ZF-Verstärker schafft ungeregelt (AGC-A auf 0 V und AGC-B auf 10 V) ca. 66 dB Gesamtverstärkung am Anschluss 5 (IF out). Er findet Platz in einem Schubert-Gehäuse Nr. 3 (folgendes Bild).

ZF-Verstärker im Abschirmgehäuse

Abb. 2.6.2: ZF-Verstärker im Gehäuse.

Zu Abb. 2.6.2: ZF-Verstärker im Abschirmgehäuse (ursprüngliche Option mit FET-Ausgangsverstärker mit Ringkerntransformatoren am Gate von T4, rechts neben dem Quarzfilter, und im Drainkreis, rechts unten).

Um die Ergebnisse der Änderungen gegenüber der Version 2011 festzustellen, wurden die einzelnen Stufen und der Gesamtverstärker durchgemessen. Die Messungen der drei ersten Stufen zeigen, dass der Verstärker auch für andere Zwischenfrequenzen wie 5, 9, 10,7 oder 21,4 MHz brauchbar ist, wenn ein passendes Noise-Filter eingesetzt wird.

FET Cascode gain

Abb. 2.6.3: FET-Eingangskaskode, Verstärkung als Funktion von AGC-A.

FET Cascode SWR

Abb. 2.6.4: FET-Eingangskaskode, Eingangs-SWR.

MMIC1 gain

Abb. 2.6.5: Erster MMIC, Verstärkung als Funktion von AGC-B.

MMIC2 gain

Abb. 2.6.6: Zweiter MMIC, Verstärkung als Funktion von AGC-B.

Total gain

Abb. 2.6.7: ZF-Verstärker, Gesamtverstärkung bei 8,865MHz als Funktion von AGC-B.

2.6.2 Das AGC-Modul

Zweiter Ansatz zur Abwandlung der DC4KU-Konzepts war also das ZF-AGC-Modul. Nach vielen Versuchen ergab sich die folgende Lösung:

AGC schematic

Abb. 2.6.8: AGC Schaltung, Rev2.

Das Konzept von DC4KU wurde im Wesentlichen beibehalten. Allerdings wurde der "Störenfried", die hoch verstärkenden Stufen mit dem BF981 und dem MSA0885 in Bild 15 in [1] durch eine andere Lösung ersetzt. Ziel war, das ZF-Signal nur noch wenig zu verstärken. Also wird hier die ZF, ca. 8,865 MHz, mit einem NE612 und einem 9 MHz-Quarz (27 MHz, 3. Oberton) auf ca. 140 kHz herunter gemischt.

T1 verstärkt das ZF-Signal um ca. 9 dB. Zur Ankopplung an den NE612 wird ein 10,7 MHz Miniatur-Bandfilter verwendet, um das breitbandige Spektrum des ZF-Verstärkers zu beschneiden. Leider gibt es im Bereich 8,5 bis 9 MHz keine Industriequarze, die eine etwas kleinere Mischfrequenz erlauben. Statt des NE5532 in der Version 2011 wird für IC3 nun ein TL082 verwendet. Dessen Verstärkungs-bandbreite (Unity gain) von 3MHz ist bei der nötigen Verstärkung, im Mustergerät ca. 2,6 für IC3a, völlig ausreichend, außerdem verbraucht er nur den halben Strom.

Der einfache 140 kHz-Tiefpass mit einer Spule (2,2 mH) und einem Kondensator C15 = 470p + 47p (Ordnung 2) siebt höherfrequente Mischprodukte aus. Das Scope zeigt ein sauberes Ausgangssignal. C15 muss ggf. geringfügig variiert werden, um die Durchlasskurve (Abb. 2.6.9) auf die gewünschte Grenzfrequenz hinzutrimmen. R30 soll eigentlich der Ausgangsanpassung des Tiefpasses entsprechend Berechnung dienen. Er hat sich aber gezeigt, dass der Wert ziemlich unprobematisch ist. Statt der Berechnung mit 10k wurde 47k eingesetzt mit etwas höherer Ausgangsamplitude und praktisch identischer Durchlasskurve.

AGC lowpass

Abb. 2.6.9: Durchlasskurve des Tiefpasses als Funktion der Mischfrequenz des NE612.

Die folgenden Stufen mit T2 bis T5 und IC4 entsprechen dem Original [1], allerdings wurden mit den Gegenkopplungswiderständen R8 und R9 an IC4a und R12 und P4 an IC4b die Regelsteilheiten variiert, so dass sich bei dem an TP2 von der Verstärkung von IC3a abhängigen Spannungshub die gewünschte Variation der Regelspannungen AGC-A/-B einstellte.

Der untere Teil, die NF-AGC, ist funktional vergleichbar mit Bild 29 in [1]. Auf den Emitterfolger T1 in Bild 29 [1] zwischen Produktdetektor und AGC-Verstärker wurde verzichtet. Der LM386 mit fester Verstärkung 200-fach und Regelpoti R1 wurde durch 1/2 TL082 (IC5a) mit regelbarer Gegenkopplung ersetzt. Da der TL082 einen zweiten Verstärker (IC5b) mitbringt, ersetzt dieser als Spannungsfolger den Darlington-Emitterfolger T2/T3 in [1].

Erweitert wurden mit Jumper J1 im Gatekreis von T7 eine einstellbar kürzere Haltezeit (hang time) und mit T6 das Abschalten der kompletten AGC. Der neu zugefügte R31 erlaubt nun, das Gate von T2 auf Nullpotenzial zu ziehen, was die Regelungen AGC-A und AGC-B außer Funktion setzt. Bei höheren Signalpegeln geht dann IC3a in die Begrenzung. Mit P7 wird der Einsatzpunkt der NF-Regelung, mit P10 der Einsatzpunkt der manuellen Regelung nach Wunsch eingestellt.

Das S-Meter in der Version 2011 war schlicht Murks mit der asymmetrischen 12V-Spannungs-versorgung von IC3. Mit dem neu hinzugekommenen ICL7660 (IC2) wird IC3 symmetrisch mit +/-6V versorgt. Damit sind nun sowohl Vollausschlag als auch Nullpunkt problemlos einstellbar. Mit dem gewählten Einsatzpunkt der AGC-Regelung lässt sich S4 gerade eben als Zeigerausschlag feststellen, wenn es der Grundrauschpegel denn zulässt, siehe Abb. 2.6.16.

AGC amp PCB

Abb. 2.6.10: AGC-Platine des Prototyps, noch ohne R31.

AGC-A liefert ohne Signal ca. 0,9 V. Eine Si-Diode am Ausgang AGC-A korrigiert diesen Wert auf die gewünschte Ansprechschwelle, vgl. Abb. 2.6.3.

2.6.3 Regelverhalten und Abgleich

AGC wiring

Abb. 2.6.11: ZF-Regelkreis schematisch.

Der AGC-Verstärker weist eine Menge Trimmer zur individuellen Einstellung auf. Mit dieser Vorgehensweise wurde die AGC-Regelung eingestellt:

  1. Messsender, z.B. VFO-Funktion des FA-NWT, mit Festabschwächern und 1dB-Stufenabschwächer an den TRX-Eingang. Frequenz z.B. 3,6 oder 14,2MHz.Mit der Ausgangsleistung des Messsenders und den Abschwächern sollte sich ein Leistungsbereich von -120 bis 0dBm einstellen lassen.
  2. P2 (IF Hang delay) gegen den Uhrzeigerzinn auf 0 stellen,
    P8 (NF Hang delay) im Uhrzeigerzinn auf 0 stellen,
    P7 (NF-Regelung) im Uhrzeigersinn auf 0 stellen (NF-Regelung aus).
  3. AGC-A und AGC-B ohne Signal vorab prüfen und ggf. nachstellen:
    Mit P4 AGC-A auf Minimalspannung, ca. 0,45V (Minimaldämpfung),
    Mit P3 AGC-B auf ca. 9,1V (Minimaldämpfung).
  4. Spannung an TP1 ohne Signal messen. Signal einkoppeln und auf gewünschte Ansprechschwelle, etwa -100 bis -90dBm einstellen. Mit P1 Spannungsanstieg über den vorher bestimmten Nullsignalpegel an TP1 einstellen. Diese Einstellung bestimmt die untere AGC-Ansprechschwelle. Mit niedriger Einstellung wird die untere Flanke der NF-Regelung runder.
  5. Überprüfen und Einstellen AGC-B
    AGC-B sollte nun bei ca. -90dBm merklich von 9,1V auf ca. 9,0V abgesunken sein. Falls nicht, mit P3 die Ansprechschwelle für AGC-B einstellen.
    Kontrolle: Ohne Signal: 9,1V, mit 0dBm-Signal: ca. 8.0V (max. Abschwächung).
  6. Einstellen AGC-A
    Mit P4 Ansprechschwelle bei ca. 10dBm oberhalb des bei Punkt 4 gewählten Signalpegels einstellen, also ca. -90 bis -80dBm, d.h. merklicher Anstieg von 0,45V auf ca. 0,49…0,5V.
  7. Einstellen NF-AGC
    Mit P9 Ansprechschwelle an TP4, z.B. bei -85dBm einstellen. Die Anzeige braucht etwas, bis sie steht.
    Mit P7 gegen den Uhrzeigersinn Übernahme der NF-AGC an TP1 bei -85dBm einstellen, d.h. die aktuelle, nur von der HF-Regelung an TP1 anliegende Spannung, wird mit Drehen an P7 gerade eben geringfügig erhöht. An diesem Punkt übernimmt die NF zusätzlich die Regelung. Mit dieser Einstellung wurden die obigen Messungen ohne weitere Optimierungen wiederholt. Die Ergebnisse sind praktisch identisch.
  8. Einstellen S-Meter
    Zugegeben, die Dynamik der analogen S-Meteranzeige hat ihre Grenzen. Dennoch:
    Mit P5 Vollausschlag z.B. bei S9+20dB (-53dBm),
    mit P6 Nullausschlag ohne Signal.
    P5 und P6 arbeiten gegensinnig, d.h. Linksdrehung bewegt den Zeiger nach rechts/oben.
    Diese Einstellungen ggf. wiederholen, bis sie stehen.
    Im Mustergerät ist bei Maximalausschlag S9+20 ein unterer Wert von S4 (-103dBm) gerade ablesbar.
  9. Hang delay P2 und P8
    Mangels eines schnellen HF-Schalters zur Simulierung von HF-Impulsen habe ich vorerst P2 und P8 auf Nullstellung belassen. Für später…
  10. Handregelung
    Mit P10 den Einstellbereich des 10k-Potis für die Handregelung festlegen.

AGC TP1 & TP2 response

Abb. 2.6.12: Verlauf der Spannungen an TP1 und TP2.

Die Ansprechschwelle an TP1 wurde hier mit P1 von 9mV (Nullsignal) auf 25mV bei -100dBm eingestellt.

AGC TP1 & TP4 response

Abb. 2.6.13: Verlauf der Spannungen an TP1 und TP4.

Die Ansprechschwelle an TP4 wurde hier mit P9 von 1,37V (Nullsignal) auf 1,47V bei -90dBm eingestellt.

AGC-A & AGC-B response

Abb. 2.6.14: Verlauf der Regelspannungen AGC-A und AGC-B.

Der gegenüber AGC-B spätere Einsatz von AGC-A stellt sicher, dass die Eingangskaskode nicht frühzeitig zugeregelt wird und somit das Rauschverhältnis verschlechtert.

AGC audio response

Abb. 2.6.15: Verlauf der geregelten NF-Spannung.

Die bei den Messungen mitgehörte Lautstärke war ab ca. -95 dBm subjektiv etwa gleichbleibend. Das entspricht ca. S5.

AGC S-Meter response

Abb. 2.6.16: S-Meter-Anzeige, Maximalausschlag eingestellt auf S9+20dB.

Auch mit Kalibrierung auf Vollausschlag bei S9+40dB (-33dBm) ist S4 mit der analogen Anzeige noch ablesbar. Die Ableitung aus der Regelspannung (Abb. 2.6.12) lässt natürlich keine dB-lineare Anzeige zu. Wie es besser geht, zeigt DC4KU in [1] (S-Meter mit 120dB Anzeigebereich). Dieser parallel zum ZF-Verstärker zu betreibende Messverstärker erfordert allerdings einen nicht unerheblichen Aufwand.

Das dynamische Regelverhalten, d.h. das Antwortverhalten auf Sprünge des Eingangssignals, wurde noch nicht systematisch untersucht.

Bauteile

Wegen der weitgehenden SMD-Bestückung ergab sich die Notwendigkeit, mich nach weiteren als meinem Standard-Lieferanten Reichelt [3] umzusehen. Das Angebot an SMD-Transistoren ist dort noch etwas dünn. Insbesondere die JFET's MMBF J310 (SMD J310) und MMBF 4416 (SMD-Ersatz für BF245) und die PIN-Dioden BA679 (SMD BA479) sind nicht überall zu fairen Preisen zu haben. Bestellt wurde bei Mouser [4]. Die Preise sind akzeptabel, der Mindermengenzuschlag von 20€ eher weniger. Alternativen: www.digikey.de oder de.farnell.com. Alle anderen Teile sind bei Reichelt zu bekommen. An Stelle der diversen Sieb- und Koppel-Elkos (1 bis 10 uF) wurden aus Platzgründen zumeist keramische X5R/X7R-Kondensatoren der Bauform 1206 eingesetzt (MURATA High Caps, reichelt.de). Sind etwas teurer, dafür Platz sparend.

Referenzen

[1] http://dc4ku.darc.de/
[2] QRP-Forum, http://qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=5845
[3] http://www.reichelt.de
[4] de.mouser.com
[5] https://dl6gl.de/selbstbau-trx/der-rx-signalpfad/quarzfilter-selber-baue...
[6] Tonne Software, ELSIE, http://tonnesoftware.com/elsie.html
[7] http://www.ka7exm.net/hycas/hycas_200712_qst.pdf
[8] https://martein.home.xs4all.nl/pa3ake/hmode/IF_intro.html