Schalten mit Transistoren

Schalter mit Transistoren werden eingesetzt, um an einem elektronischen oder elektromechanischen Bauteil eine Aktion auszulösen. Dabei kann die Auslösung selber, z.B. ein Schalter oder eine elektronische Komponente, entfernt angeordnet sein. Häufige Anwendungen sind z.B. das Schalten von Relais, das Kurzschließen einer Signalleitung nach Masse oder das Schalten der Versorgungsspannung an eine Komponente. In vielen Fällen können damit Relais ersetzt werden.

Ergänzung 06/2020: Abschnitt 7, Levelshifter
Ergänzung 09/2020: Abschnitt 8, HF-Schalter, erweitert 05/2021

Geläufige Abkürzungen für die Transistortypen:

• BJT           Bipolar junction transistor (Bipolarer Transistor)
                   "junction" = Übergang, hier Sperrschicht
• FET           Field effect transistor (Feldeffekttransistor)
                   JFET = Junction-FET, z.B. BF245, J310
• MOSFET   Metal oxide semiconductor field effect transistor
                   (Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor)

Die zwei grundsätzlichen Schalterarten – Schalten nach Masse und Schalten der Versorgungsspannung – sollen hier für Kleinleistungsanwendungen vorgestellt werden. In beiden Fällen lassen sich bipolare oder MOSFET-Transistoren einsetzen, z.B.

• NPN: BC546, 547, 548, 549, SMD-Typen BC846-849
• PNP: BC556, 557, 558, 559, SMD-Typen BC856-859
• N-MOSFET: BS170, 2N7000, SMD-Typen BSS123, BSS138, 2N7002, IRLML2803
• P-MOSFET: BS250, SMD-Typen BSH202, BSS84, IRLML6302

Bei den bipolaren BC-Transistoren sind die mit hoher Stromverstärkung (Index B oder C, z.B. BC547-C) die bessere Wahl. MOSFETs verhalten sich im leitenden Zustand wie ohmsche Widerstände. Daher ist je nach Lastwiderstand ein möglichst niedriger RDS-On (Widerstand der leitenden Drain-Source-Strecke) zu wählen, siehe Tabelle unten.

Was ist sonst noch zu beachten? Der Transistor sollte zum geplanten Einsatz passen:

• Maximal zulässiger Collektor- bzw. Drainstrom
• Maximal zulässige Collektor-Emitter- bzw. Drain-Source-Spannung
• Maximal zulässige Verlustleistung
• Bei größeren Lasten Stromverstärkung bipolarer Transistoren,
  fallweise Darlingtonschaltung, wenn die Steuerleistung nicht reicht.

In die Datenblätter zu schauen, ist immer eine gute Idee, wenn auch nur, um die Anschlussbelegung herauszufinden.

1 Schalten nach Masse

Für die zu schaltende Komponente ("Last") wird eine Verbindung nach Masse hergestellt, Low side switch. Die "Last" kann z.B. ein einzuschaltendes Relais sein, eine zu deaktivierende Signalleitung, z.B. eine Stummschaltung (Mute), oder ein auf Low-Potenzial zu ziehender Microcontroller-Port. Bei einem Microcontroller-Port wäre der Lastwiderstand der interne Pullup-Widerstand, z.B. für den Port-Pin B1 gesetzt mit DDRB.1 = 0 (B1 ist Input) und PortB.1 = 1 (interner Pullup-Widerstand nach +Ub im Controller gesetzt).

Mit einem Lastwiderstand von einigen kΩ, Ausgang an Collektor bzw. Drain, gehen solche Schaltungen auch als Levelshifter, z.B. für eine 3,3V-Logik durch.+Ub wäre dann 3,3V. Mehr dazu in Abschnitt 7. Zu beachten ist bei der Simpelschaltung nach Abb. 1, dass sich die Logik invertiert, so dass ein positives Steuersignal einen negativen Ausgang bezogen auf +Ub ergibt, angedeutet mit den blauen Rechtecksignalen. Ich nenne dies hier "positive" Logik, weil ein positives Ue etwa ein Relais anstelle von R3 anziehen oder eine LED aufleuchten lässt.

Abb. 1: Invertierender Schalter nach Masse mit "positiver" Logik bzgl. Aktivierung des Last-Bauteils.

Wie war das noch? Ach ja - verkehrte Welt - NPN und N-Channel-FETs werden mit einer positiven Spannung aufgesteuert, PNP und P-Channel-FETs mit einer negativen jeweils bezogen auf Emitter bzw. Source. Beide Schalter in Abb. 1 nutzen also die Tatsache, dass die Collector-Emitter- (NPN) bzw. die Drain-Source-Strecke (N-Channel-MOSFET) leiten, wenn die Basis- (UBE) bzw. Gatespannung (UGS) "nennenswert" über dem Emitter- bzw. Source-Potenzial liegen. UBE ist ca. 0,65V bei bipolaren Si-Transistoren, UGS variiert je nach MOSFET-Typ, beim BS170 z.B. minimal 0,8V. Bezugspunkt sind Emitter bzw. Source.

Die Beschaltung der Eingänge mit R1/R2 in Abb. 1 stellt "ordentliche" Verhältnisse her für den Fall, dass die Ansteuerung Ue mit einem Schalter erfolgt, der im "Ein"-Zustand eine positive Spannung anlegt, im "Aus"-Zustand aber kein definiertes Potenzial liefert. R2 hält also im ansteuerungslosen Zustand Basis bzw. Gate auf Massepotenzial. Haben beide Zustände (High und Low) von Ue definiertes Potenzial, kann R2 entfallen.

R1/R2 bilden einen Spannungsteiler. Dieser bewirkt, dass der Transistor erst bei einer nennenswerten Eingangsspannung Ue durchschaltet. Da FETs spannungsgesteuert sind, ist die Auslegung am Gate hochohmiger. Beim MOSFET-Schalter (Abb. 1 rechts) verhindert R1 zudem hochfrequente Schwingungen.

R1 ist für den NPN-Transistor links in Abb. 1 mit 10k angegeben. Dieser Wert muss ggf. der zu schaltenden Last angepasst werden. Er muss einen Basisstrom liefern können, der den Transistor sicher in die Sättigung treibt. Nur dann wird der Transistor richtig niederohmig mit einem Spannungsabfall von ca. 100 bis 200 mV zwischen Collector und Emitter. Den in Datenblatt angegebenen Stromverstärkungsfaktor ß, meistens 100 und mehr, sollte man dabei nicht ausreizen, realistischer sind Werte von 20 bis 50. Der Querstrom durch R1/R2 sollte für eine sichere Aussteuerung mindestens den dreifachen Wert des Basisstroms IB haben, der bei gegebenem Stromverstärkungsfaktor ß den gewünschten Collectorstrom ermöglicht (Icoll = ß * IB).

Für eine Ansteuerung mit "negativer" Logik, also Durchsteuern bei niedrigem Potenzial Ue, hilft eine negierende Vorstufe. Hier wird T2 dann durchgeschaltet, wenn T1 sperrt, also Ue auf Low-Potenzial ist. Im Vergleich zu Abb. 1 zieht also ein Relais anstelle von R4 an oder eine LED leuchtet, wenn Ue negativ (low) ist.

Abb. 2: Nicht invertierender Schalter nach Masse mit "negativer" Logik bzgl. Aktivierung des Last-Bauteils.

Die Bestückung - Negierungsstufe T1 oder Schaltstufe T2 - kann auch gemischt, bipolar BJT bzw. MOSFET, erfolgen.

2 Schalten der Versorgungsspannung

Oft kommt es vor, dass Module nur unter bestimmten Bedingungen eingeschaltet werden sollen, z.B. Treiber und die Gate-Vorspannung in einer Endstufe (PA), High side switch. Wenn das weiterhin elektronisch passieren soll, kommen wir da mit NPN- oder N-Channel-MOSFETs nicht weiter, also polen wir um nach PNP bzw. P-Channel. Hier liegen Emitter bzw. Source an der Versorgungsspannung Ub. Die Steuerspannungen UBE bzw. UGS beziehen sich nun also auf Ub und nicht mehr wie oben auf Masse. Dabei ist die Steuerlogik ebenso umgekehrt: Ein PNP- bzw. P-Chanel-MOSFET schaltet dann durch, wenn UBE bzw. UGS die Schaltschwelle unterschreiten, also Basis bzw. Gate um UBE bzw. UGS negativer als Emitter bzw. Source werden. R1 spannt Emitter bzw. Gate mit +UB vor, so dass der Transistor/MOSFET sperrt. Mit Schalten von Ue auf Masse wird die Spannung an Basis bzw. Gate heruntergezogen, so dass der Transistor/MOSFET leitet.

Bei MOSFETs ist zu beachten, dass das RDS-ON abhängig von der Spannung zwischen Gate und Source (VGS) und vom Laststrom durch die Drain ID ist. Dazu geben die Datenblätter Auskunft. Beispiel aus dem Datenblatt des P-Channel MOSFET BSH202: Bei 0,5A Laststrom wird RDS-ON ca. 0,6 Ω bei einer
VGS = -10V. Bei VGS = -3V ist RDS-ON schon ca. 2 Ω. Also: VGS sollte mit einem vernünftigen Teilerverhältnis R1/R2 ausreichend hoch bemessen werden.

Abb. 3: Schalten der Versorgungsspannung mit "negativer" Logik

Soll mit "positiver" Logik geschaltet werden, also Ue positiv zum Durchschalten, fügen wir wieder einen NPN- oder N-Channel-MOSFET hinzu, der das "Runterziehen" von Basis bzw. Gate besorgt.

Abb. 4: Schalten der Versorgungsspannung mit "positiver" Logik

Hier wie in Abb. 2 ist auch eine gemischte Bestückung BJT/MOSFET möglich.

Besteht die Gefahr, dass Wechselspannungen, z.B. HF, in die Zuleitung zum steuernden Transistor einkoppeln, kann dem mit einem Kondensator von 10 bis 100 nF an der Basis bzw. am Gate begegnet werden. Dieser Kondensator bildet mit dem Serienwiderstand, z.B. R5 in Abb. 4, einen Tiefpass mit entsprechender Impulsverformung. Da es uns hier nur um das zeitweise Ein- und Ausschalten geht, soll uns das nicht weiter stören.

Für alle gezeigten Transistorschalter kann mit passender Wahl von Serienwiderstand und Kondensator an der Basis bzw. am Gate des Schalttransistors darüber hinaus ein "sanftes" Schalten erreicht werden. Mit der Zeitkonstante τ = R*C, mit der die Basis-/Gatespannung verzögert ansteigt, kann so ein Einschaltklick unterdrückt werden, z.B. Impulsformung für Morsetasten oder Zurücksetzen einer Stummschaltung (Mute) ohne Plop. Im Artikel "Labornetzgerät..." wird gezeigt, wie hiermit eine einfache Einschaltverzögerung realisiert werden kann.

3  Überbrückung von Widerständen mit MOSFETs

Die Tatsache, dass sich die Drain-Source-Strecke von MOSFETs wie ein steuerbarer Widerstand verhält, lässt sich auch ausnutzen, um durch Überbrücken von Widerständen in Schaltungen deren Verhalten zu beeinflussen. Dabei ist zu beachten, was in den obigen Beispielen stillschweigend geschehen ist, dass in den MOSFETs eine Schutzdiode von der Drain zur Source integriert ist, bei N-Channel MOSFETs mit der Kathode zur Drain, bei P-Channel MOSFETs mit der Kathode zur Source. Zur Verdeutlichung ist die Schutzdiode in den beiden nachfolgenden Beispielen blau eingezeichnet. Drain und Source sind also immer so anzuordnen, dass die Schutzdiode in Sperrrichtung betrieben wird. Anders herum wird alles vermasselt.

Abb. 5: Einstellen der Gegenkopplung eines OpAmp.

Mit einem positiven Steuersignal wird die Drain-Source-Strecke des N-Channel MOSFET niederohmig und überbrückt R3. Die Gegenkopplung erhöht sich, da nur noch R2 wirksam ist, so dass die Verstärkung auf R2/R1 reduziert wird. Da die Ausgangsspannung des OpAmp höher ist als der nicht invertierende Eingang, liegen Drain und damit die Kathode der Schutzdiode am Ausgang.

Die folgende Schaltung demonstriert ein umgekehrtes Verhalten. Ohne Steuersignal bzw. Steuersignal 0V ist ein Widerstand durch Überbrücken zu deaktivieren.

Abb. 6: Umschalten der Zeitkonstante in einem RC-Glied.

Hier waren in einem Timer mit einem NE555 zwei Zeitkonstanten einzustellen. Ohne Steuersignal, d.h. im Ruhezustand, sollte die Zeitkonstante kürzer sein als mit anliegendem positivem Steuersignal. Die Drain-Source-Strecke des P-Channel MOSFET ist niederohmig und überbrückt R1, wenn das Gate negativer als die Source ist, also im Ruhezustand ohne Steuersignal.  Die Zeitkonstante ergibt sich aus R2 und C1. Hier muss die Source und damit die Kathode der Schutzdiode an Plus liegen. Bei positivem Steuersignal wird die Drain-Source-Strecke hochohmig und aktiviert R1 mit der höheren Zeitkonstante (R1+R2)*C1.

In beiden Fällen, Abb. 5 und 6, lassen sich natürlich die MOSFETs, N- oder P-Channel, vertauschen, wenn mit der jeweils anderen Steuerlogik geschaltet werden soll. Source und Drain tauschen dann ihre Plätze. Die zu überbrückenden Widerstände sind in beiden Beispielen wesentlich größer als das RDS-ON.

4 Unterschiede zwischen bipolaren und MOSFET-Transistoren

Bipolare Transistoren sind (über den Basisstrom) stromgesteuert, MOSFETs über die Gatespannung spannungsgesteuert. Das macht bei unseren Kleinleistungsanwendungen zunächst keinen großen Unterschied. Der bedeutende Unterschied liegt in der Collector-Emitter- bzw. Drain-Source-Strecke im durchgeschalteten Zustand.

Bei bipolaren Transistoren ist die Sättigungsspannung UCE innerhalb der zulässigen Lastgrenzen praktisch unabhängig vom Collectorstrom (Größenordnung wenige 100 mV), gleich bei welchem Transistor.

Bei MOSFET-Transistoren verhält sich die Drain-Source-Strecke im durchgeschalteten Zustand wie ein ohmscher Widerstand, charakterisiert durch das RDS-On im jeweiligen Datenblatt. Dieses RDS-On ist bei Kleinleistungs-MOSFETs nicht unerheblich (meist einige Ohm), dazu bei P-Channel-Typen höher als bei N-Channel-FETs aus der gleichen Familie. Je nach erforderlichem Drainstrom durch die Last ist also mit einem fallweise unerwünschten Spannungsabfall zu rechnen. Der Einsatz bipolarer Transistoren kann daher Vorteile bringen. Oder man wählt einen MOSFET mit besonders niedrigem RDS-On. Beispiele in der nachfolgenden Tabelle.

Sollen größere Lasten geschaltet werden, können MOSFETs z.B. der IRF-Familie eingesetzt werden. Der IRF520 etwa kann 10A bis zu einer Gate-Source-Spannung von 100V mit einem RDS-On = 0,12Ω schalten. Dafür braucht er aber mit seinem TO-220-Gehäuse, ggf. mit Kühlkörper, auch mehr Platz auf der Platine.

5 Integrierte MOSFET-Schalter

Das Ganze geht natürlich auch mit integrierten Schaltungen. Zu nennen wären ganz vorne der legendäre CD4066, weiterhin die schnellen Bus switches FST 3125/3126 (baugleich CBT 3125/3126), die im TRX mehrfach als Schalter und als Mischer eingesetzt wurden. QRP Project verwendet den CD4066 auch in Mischern. Beschränken wir uns mal auf den Allerwelts-IC CD4066. Die wichtigsten Daten:

Der modernere 74HC4066 mit allerdings geringerem Betriebsspannungsbereich VDD ist bis ca. 100 MHz verwendbar. Der 74LVXT4066 mit 5V-Speisung erreicht sogar ca. 150 MHz.

Mit diesen doch hohen Widerständen RDS-On zwischen Drain und Source im leitenden Zustand lassen sich keine Lasten schalten. Im nachfolgenden Beispiel wird gezeigt, wie mit dem CD4066 verschiedene Einstellspannungen zur Steuerung des BFO im TRX durchgeschaltet werden.

Abb. 7: Schalten von Einstellspannungen mit dem CD4066

Im BFO des TRX bestand die Aufgabe darin, den Quarz des BFO (Beat frequency oscillator) je nach Betriebsart (SSB-LSB/USB und CW-RX/TX) über verschiedene Spannungen an der Kapazitätsdiode parallel zum Quarz auf bestimmte Frequenzen zu ziehen. Die Schaltung ist hier nur auszugsweise dargestellt. Die Abstimmspannungen werden mit den Trimmern P1 und P2 eingestellt. Die Schleifer der Trimmer liegen jeweils an einem Schaltereingang des CD4066, z.B. an Pin 8 des CD4066. Die Schalterausgänge (Pins 2, 3, 9, 10 des CD4066) führen, miteinander verbunden, zur Kapazitätsdiode. Die Schalter des CD4066 schließen mit einer positiven Spannung an den Control-Pins 5, 6, 12, 13. Einen definierten Low-Zustand (Schalter aus, es liegt keine Spannung an) stellen die Widerstände R3 und R4 her.

Der einfache Schalter zuerst: USB (Single sideband, Upper Sideband). Mit dem USB-Schalter wird +12V an den Control-Eingang, Pin 5, gelegt. Die mit P2 eingestellte Spannung wird von Pin 4 auf den Pin 3 durchgereicht.

Die untere Schaltung CW-TX (Continuous wave, Send) stellt ein Und-Gatter dar. Ergänzend, hier nicht dargestellt, gibt es eine identische Schaltung CW-RX (Continuous wave, Receive) die auch mit dem CW-Schalter aktiviert wird. Ist der CW-Schalter geschlossen, erhält T1 +12V an der Drain. T1 wird aber erst dann durchgeschaltet, wenn auch das Gate von T1 mit geschlossenem TX-Schalter +12V erhält (CW und TX). Dann wird mit positivem Potenzial an Pin 6 der Schalter zwischen den Pins 8 und 9 geschlossen.

Diese Art elektronischer Schalter können nicht nur Gleichspannungen ein- und ausknipsen. Innerhalb der spezifizierten Grenzfrequenzen lassen sich damit auch Wechselspannungen (NF, HF) schalten. Beispiele sind im TRX mit den Bus switches FST 3125/3126 für HF realisiert. Auch der billigere CD4066 ist (mit Einschänkungen bzgl. der Grenzfrequenz und des hohen RDS-On) einsetzbar. Zu beachten ist hierbei, dass die beiden Schalterenden, in Abb. 7 z.B. die Pins 8 und 9, ein definiertes Gleichspannungspotenzial etwa bei halber Betriebsspannung haben müssen. Das ist leicht mit einem Spannungsteiler an den Schaltereingängen, z.B. zweimal 10k...100k zwischen VDD und Masse realisierbar. Zu- und Abführung der Wechselspannung werden mit je einem passenden Kondensator je nach unterer Grenzfrequenz abgeblockt, bei HF 10 bis 100 nF.

Versuche, Wechselspannungen mit einfachen Sperrschicht-FET's, z.B. BF245, J310, zu schalten, Drain und Source im Signalweg, blieben unbefriedigend. Es wird  eine negative Spannung zum Sperren benötigt, die zumeist nicht vorhanden ist. Die Drain-Source-Strecke bleibt auch im leitenden Zustand recht hochohmig, zudem ist die Aussteuerbarkeit sehr begrenzt. Da ist ein Kurzschließen nach Masse mit einem MOSFET wie oben gezeigt einfacher und wirkungsvoller. Zu beachten ist hierbei die o.g. Schutzdiode zwischen Drain und Source. Die Amplitude der Wechselspannung muss deutlich kleiner als die Schwellspannung der Diode von ca. 0,7V bleiben.

6 Erfahrungen mit dem ULN2803

6.1  ULN2803 und Microcontroller

Der ULN2803 und andere IC dieser Serie sind nichts anderes als mehrere in einem IC zusammengefasste Darlington-Transistorschalter. Beim ULN2803 sind es z.B. acht. Das sind wunderbare Bausteine, muss man mehrere Kanäle schalten – ist billiger und platzsparender als mit Einzeltransistoren.

Die Darlingtonschalter haben folgenden prinzipiellen Aufbau:

Abb. 8: Darlingtonstufe eines ULN2803

Geschaltet wird mit einer positiven Spannung an den Eingängen, hier In1. Die Darlingtonstufe schaltet dann die zwischen +UB und Ausgang Out1 liegende Last nach Masse durch.

Die In- und Out-Pins sind getrennt auf den gegenüber liegenden Seiten des IC herausgeführt, beim ULN2803 sind es acht – sehr praktisch beim Platinen-Layout. GND ist die gemeinsame Masse aller Schaltstufen. Auch die Überspannungs-Schutzdioden sind von den einzelnen Collektoren an Pin "Com" (Common free weeling Diodes, Freilaufdioden) herausgeführt. Diese kommen beim Schalten von Relais, die ja beim Umschalten eine Gegeninduktionsspannung erzeugen, zum Einsatz. Die Entwickler haben an alles gedacht.

So simpel sieht dann eine Relaisschaltstufe mit Freilaufdiode an Anschluss COM aus:

Abb. 9: Anschaltung eines Relais mit Freilaufdiode an COM

+UB kann unabhängig von der Betriebsspannung der Ansteuerelektronik an den Input-Pins, z.B. TTL 5V, je nach zu schaltender Last gewählt werden, beim ULN2803 bis zu 50V bei 500 mA Last. Sind nicht induktive Lasten, z.B. Lampen, LED, zu schalten, kann die Verbindung zum Pin "COM" entfallen (muss aber nicht).

Die ULN-Bausteine wurden in den an anderer Stelle auf dieser Website gezeigten Projekten mehrfach eingesetzt, so auch im Antennentuner.

Abb. 10: Probleme mit den Freilaufdioden am Relais und an COM im ULN2803

Hier gab es aber eine böse Überraschung. Der ATmega zog in einigen Schaltstellungen, insbesondere mit vielen eingeschalteten Relais, einen überraschend hohen Strom. Der vorgeschaltete 5V-Regler wurde heiß. Das war insofern unverständlich, als die Darlingtons zum Schalten von ca. 25 mA je Relais nicht mal ein Milliampere an der Basis brauchen sollten. Die zogen nun aber ziemlich viel Strom aus dem ATmega-Port.

Nach langem Haare raufen ergab sich, dass die Beschaltung der Relais und die Common free weeling Diodes am Pin "COM" nicht miteinander zurechtkommen. Um die Relais-Gegeninduktionsspannung direkt am Ort des Geschehens, nämlich an der Relaisspule, zu unterdrücken, wurde jedem Relais eine Freilaufdiode spendiert, dazu noch ein 100nF-Kondensator. Um auch die möglicherweise über die Zuleitungen vagabundierende HF des Antennentuners abzublocken, wurden Tiefpässe 100µH/100nF eingefügt. Schließlich sollten 100nF-Kondensatoren an den Schaltausgängen der ULN2803 auch noch den letzten Rest von HF-Störspannung von der Steuerelektronik fernhalten.

Das war offenbar zu viel des Guten für den ULN2803. Ein Kappen der Zuleitung von der Relais-Spannungsversorgung zum COM-Eingang des ULN2803 (im Bild oben rote Kreuze) brachte die Erlösung. Warum Common free weeling Diodes am Pin "COM" die beschriebenen Schutzmaßnahmen so übel nehmen, ist mir nicht ganz  zugänglich. Egal wie, nun funktioniert die Schaltung.

6.2  ULN2803 und I2C-Port-Erweiterungen

Ja, es steht im Datenblatt des I2C-Port-Erweiterungs-Bausteins PCF8574, dass nach dem Einschalten und vor der ersten Ansteuerung per I2C die Ausgänge hoch liegen. Aber wer liest Datenblätter immer komplett durch? Wenn an den Ausgängen ein ULN2803 hängt, steuert dieser an allen acht Ausgängen durch. Sind in der Maximalbestückung acht Relais wie in Abb. 8 angeschlossen, sind alle gleichzeitig aktiv und ziehen eine Menge Strom.

Zwei Möglichkeiten, diesen unerwünschten Zustand zu vermeiden, wären

1. Eine Schaltung ähnlich Abb. 4 in die Spannungsversorgung der Relais einschleifen, wobei die Basis bzw. das Gate des unteren NPN / N-Channel MOSFETs mit einem RC-Glied versehen wird, dass nach dem Einschalten die Versorgungsspannung erst nach 1-2 sec. durchschaltet. Während dieser Zeit muss der Microcontroller in die Gänge kommen und dem PCF8574 ein Ansteuerungssignal schicken.
2. Im Programm des Microcontrollers als allererste Aktion die Ansteuerung des PCF8574 vornehmen. An der Steuerung des Si570-LO ausprobiert - funktioniert.

7  Levelshifter

Eine spezielle Anwendung von Transistorschaltern sind Levelshifter, die Schaltvorgänge in Systemen mit verschiedenen Versorgungsspannungen übertragen sollen. Das Problem stellt sich immer öfter, da neuere Module wie LCD und TFT mit 3,3V Versorgung arbeiten. Die gängigen Mikrocontroller wären dann bei 3,3V statt 5V mit verminderter Frequenz zu takten, was eher selten gewünscht ist. Wenn das anzuschließende 3,3V-Modul nicht 5V-spannungstolerant ist, müssen wir uns um die Wandlung 5V ⇔ 3,3V auf den Steuerleitungen selber kümmern. Nachfolgend einige Möglichkeiten mit möglichst geringen Aufwand.

In den meisten Fällen wird der sendende digitale I/O-Port des Mikrocontrollers als Output, der empfangende als Input konfiguriert, es sei denn, spezielle Ports wie UART(RXD/TXD), I2C (SDA/SCL) oder Displays werden verwendet.

Neben der Maximalspannung ist auch die Umsetzung der Spannungsbereiche für den Low- und den High-Pegel zu beachten. Bei AVR-Controllern  sind das < 0,3 VCC (low) und > 0,6 VCC (high) bei Betrieb mit 2,4 bis 5,5V Versorgungsspannung VCC. Ports eines mit 5V betriebenen Controllers reagieren also nur auf Low < 1,5V und High > 3,0V. In dem Gap zwischen 1,5 und 3V tut sich nix.

7.1  Simpel-Shifter unidirektional high ⇒ low oder low ⇒ high

Ohne großen Umstand lässt sich das erst einmal mit einem Spannungsteiler machen:

Abb. 11: Unidirektionaler Levelshifter high ⇒ low mit Spannungsteiler.

Mit R1 = 2,2k und R2 = 3,9k werden 5V vom Mikrocontroller auf 3,2V reduziert. Damit kann der Mikrocontroller im 3,3V-Modul eine Schaltfunktion auslösen. Das aber nur in eine Richtung 5V nach 3,3V. Zu beachten ist jedoch die eingezeichnete Eingangskapazität von etwa 10 bis 20pF, die als Tiefpass die Anstiegsflanke der Signale verrundet. Deshalb ist der Spannungsteiler halbwegs niederohmig ausgeführt. Bis zu einige 100kHz werden erreichbar sein. Nachteil ist aber der Stromverbrauch von knapp 1mA. Niederohmigere Ausführung sind auch möglich, um die Übertragungsfrequenz zu erhöhen. Paarungen z.B.

Soll das 3,3V-Modul in umgekehrter Richtung (low  ⇒  high) im 5V-Mikrocontroller eine Schaltfunktion auslösen, können die I/O-Ports direkt verbunden werden. Der High-Pegel sollte gerade noch reichen. Wer ganz sicher gehen will, nehme den nicht invertierenden Schalter wie in Abb. 2:

Abb. 11a: Unidirektionaler Levelshifter high ⇐ low mit Transistorschalter.

Anwendung etwa zur Kopplung von UART-Schnittstellen:

• UART(TXD) 5,0V (Abb. 11, links) nach UART(RXD) 3,3V (Abb. 11, rechts) mit Spannungsteiler (Abb. 11),
• UART(TXD) 3,3V (Abb. 11, rechts) nach UART(RXD) 5,0V (Abb. 11, links) mit Transistorschalter (Abb. 11a)

7.2  MOSFET-Shifter bidirektional

Universell und sogar bidirektional lassen sich N-Channel MOSFETs, z.B. BSS138, 2N7002, einsetzen.

Abb. 12: Bidirektionaler Levelshifter mit N-Channel MOSFET.

Für wenige Leitungen, etwa SDA und SCL für I2C, wird sich ein solch diskreter Aufbau lohnen. Für mehr Leitungen gibt es fertige Module nach dem gleichen Prinzip.

Die Pullup-Widerstände R1 und R2 geben zunächst die High-Pegel auf der jeweiligen Seite vor. Solange I/O-Port 2 (3,3V-Seite) high (3,3V) ist, bleibt die Gate-Source-Spannung Null, womit der MOSFET sperrt. Damit ist auch I/O-Port 1 über den Pullup R1 high (5V).

Schaltet nun I/O-Port 1 (links) auf low, fließt ein Strom durch die Schutzdiode zwischen Drain und Source, der über R2 einen Spannungsabfall erzeugt. Die nun um den Spannungsabfall über der Diode von ca. 0,7V positive Gate-Source-Spannung reicht aus, den MOSFET ein wenig zu öffnen. Der damit verbundene Spannungsabfall über R2 steuert die Drain-Source-Strecke vollends auf, so dass low von links (I/O-Port 1) nach rechts (I/O-Port 2) durchgereicht wird.

Schaltet I/O-Port 2 (rechts) auf low, erzeugt wieder der Spannungsabfall an R2 eine positive Gate-Source-Spannung, die den MOSFET öffnet, der nun seinerseits I/O-Port 1 (links) auf low zieht.

Vorteile dieser Schaltung:

• Bidirektional
• Schnell, ohne Pulsverformung
• Praktisch kein Stromverbrauch

7.3  Unidirektionaler Shifter mit Puffer-IC

In vielen Fällen reichen unidirektionale Levelshifter aus, etwa um 3,3V LCD oder TFT anzusteuern. Zumeist ist bei diesen Anzeigemodulen die Read/Write-Funktion mit GND am WR-Pin auf nur Lesen (Read only) konfiguriert. Die Schreibrichtung ist also wie in Abschnitt 7.1 von high (links) nach low (rechts).

Abb. 13: Unidirektionaler Levelshifter mit 74HC4050.

Der 74HC4050 ist ein nicht invertierender Sechsfachpuffer. Auch wenn wie hier die Versorgungsspannung 3,3V ist, sind die Eingänge 5V-tolerant (bei anderen Typen im Zweifelsfall das Datenblatt konsultieren).

7.4  Bidirektionale achtfach Shifter-IC

Den Vogel schießen schließlich bidirektionale Levelshifter wie der 74LVC245D, ein CMOS Octal Bus Transceiver mit 5V-toleranten Eingängen, ab. Die Beschaltung ist vergleichbar mit Abb. 13. Fertige Module sind im Handel erhältlich.

8  Schalten von Hochfrequenz

In Abschnitt 5 wurde schon einmal das Schalten von DC-Pegeln mit dem MOSFET-IC 4066 gezeigt. Damit könnte prinzipiell auch Wechselspannung (NF, HF) geschaltet werden. Vor den hochohmigen Eingängen von Operationsverstärkern lassen sich damit niederfrequente Signale wie im True RMS Millivoltmeter schalten. In bei Hochfrequenz üblichen 50Ω-Umgebungen ist der RDS-ON-Widerstand allerdings um einiges zu hoch. Zum Schalten von Hochfrequenz lassen sich neben speziellen Schalt-IC Bus-Switches wie der FST3125/3126 von Fairchild für Amateurzwecke mit einem RDS-ON ~ 5Ω zweckentfremden. Vergleichbare Typen, CBT3125/3126, gibt es auch von Texas Instruments, deren RDS-ON ist aber etwas höher. Sie sind ursprünglich zum Schalten logischer Pegel an Bussystemen vorgesehen, nicht zum Schalten analoger Signale wie NF oder HF.

Abb. 14: Einfachschalter mit FST3125.

Der FST3126 ist identisch bis auf eine umgekehrte Ansteuerlogik (ON = H und OFF = L). Der eigentliche Schalter in Abb. 14 unten rechts, ein N-Kanal-FET, ist in beide Richtungen zu verwenden. Die Bezeichnungen D (Drain) und S (Source) können vertauschen. Der Anschluss mit der niedrigeren Spannung ist die Source. Der Spannungsteiler R1/R2 spannt Source/Drain auf einen DC-Pegel (Bias) vor, hier mit R1=R2 auf ½ Vcc. Mit der Kondensatorkopplung schwimmt also das Analogsignal auf der Bias-Spannung.

Anders als bei mechanischen Schaltern wie Relais ist die Amplitude der Analogspannung (NF, HF) auf einige zehntel Vpp (peak to peak) beschränkt.

M0RJD weist auf eine Schwierigkeit bei dem FET-Schalter im FST3125/3126 hin. Den RDS-ON bestimmt die Gate-Source-Spannung UGS. Eine hohe UGS bewirkt einen niedrigen RDS-ON. Nun ist der RDS-Verlauf aber gekrümmt, flacher im oberen UGS-Bereich (Abb. 15). Da das HF-Analogsignal auf der vom Spannungsteiler R1/R2 erzeugten Bias-Spannung schwimmt, moduliert die sich damit ändernde Gate-Source-Spannung im Takt der HF das RDS-ON, was unerwünschte nichtlineare Verzerrungen bewirkt. Mit einer niedrigeren Bias-Spannung als ½ Vcc wird die Gate-Source-Spannung entsprechend höher, womit man den Arbeitspunkt in den flachen Bereich der RDS-Kurve mit niedrigem RDS-ON verlegt.

Abb. 15: RDS-ON-Verlauf in Abhängigkeit von UGS (Quelle M0RJD).

Statt 1/2 Vcc Bias (2,5V) befürwortet M0RJD etwa 1/3 Vcc (1,6V) bei Vcc = 5V. Bei hinreichend kleinen HF-Spannungen geht er sogar auf 1,4V Bias herunter, indem er mit R1 = 10k R2 = 3,9k (Abb. 14) dimensioniert. VGS wäre dann 5-1,4=3,6V, damit RDS-ON ~ 5Ω im flacheren Bereich der RDS-ON-Kurve (siehe Abb. 14 und 15). Die HF-Spannung müsste dann deutlich unterhalb Vp = 1,4V bleiben, um Begrenzung (Clipping) zu vermeiden.

Ungeachtet dieser Überlegungen wurde das Verhalten der Schaltung nach Abb. 14 bezüglich Durchlass- und Sperrdämpfung mit einem Netzwerktester untersucht.

Abb. 16: Single Switch nach Abb. 14, Durchlass- und Sperrdämpfung.

Die eingezeichneten Dämpfungswerte gelten für 9MHz (Zwischenfrequenzverstärker). Die Durchlassdämpfung (rot) ist im dargestellten Messbereich bis 20MHz quasi linealglatt. Die mit der Frequenz ansteigende Sperrdämpfungskurve (blau) zeigt ein typisches Kondensatorverhalten aus der Drain-Source-Kapazität im gesperrten Zustand.

Mit einer weiteren Variante sollte versucht werden, Durchlass- und Sperrdämpfung noch zu verbessern. Dazu wurden zwei Schalter parallel geschaltet, um den Durchgangswiderstand zu halbieren. Des Weiteren schließt ein dritter Schalter das Signal im Off-Zustand nach Masse kurz.

Abb. 17: Doppelschalter mit FST3125.

Abb. 18: Double Switch nach Abb. 17, Durchlass- und Sperrdämpfung.

Die Durchlassdämpfung ist nur unwesentlich geringer, zwei Schalter parallel im Signalweg zeigen also kaum einen Effekt. Die Sperrdämpfung ist aber deutlich höher. Die von M0RJD angesprochenen nichtlinearen Verzerrungen konnten nicht gemessen werden. Das Scope-Signal war bei ca. 780mVpp Eingang sauber.

Eine weitere Alternative zu Abb. 14, im Signalweg zwei Schalter in Serie vorzusehen, um durch Serienschaltung der Drain-Source-Kapazitäten die Sperrwirkung zu verbessern, führte nicht zum Erfolg: Durchlassdämpfung  schlechtere 1,6dB, Sperrdämpfung nicht wirklich bessere 53dB bei 9MHz.

Beeindruckende Werte für HF-Anwendungen hat PA3AKE mit dem FSA3157 ermittelt. Der FSA3157 ist z.B. bei SV1AFN erhältlich, die FST3125/3126 auch.