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2.7 BFO, Produktdetektor und DSB-Modulator

Erstellt: DL6GL, 30.12.2011, letzte Änderung 

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Die nachfolgenden Komponenten sind in einem Modul zusammengefasst (Rev. 1, 05.05.2012).


2.7.1  BFO

Abb. 2.7.1: BFO Schaltung

Die Idee zum BFO stammt aus dem Hobo-Transceiver von QRP Project [6]. Der Colpitts-Oszillator (T5) verwendet zwei Quarze, um den Ziehbereich zu vergrößern. Es wurden die gleichen Quarze wie in den ZF-Ladder-Filtern verwendet (8,8672 MHz, HC18). Mit der Induktivität 4,7 uH wird der Ziehbereich nach unten vergrößert. Die Abstimmung auf CW-RX/TX und SSB-LSB/USB erfolgt mit zwei antiparallelen BB112. Gesteuert wird die Abstimmung über die mit dem CD4066 schaltbaren Trimmer P1 bis P4.

Zur Einstellung der BFO-Frequenzen, abhängig von den Mittenfrequenzen und Durchlassbereichen der ZF-Filter und der Frequenzlage des LO, ist im Download unten ein kleines Excel-Sheet zugefügt.

Da der RX-Produktdetektor mit dem NE612 und der TX-DSB-Modulator mit dem MC1496 unter­schiedliche BFO-Amplituden brauchen (NE612: ca. 150 mVpp bzw. MC1496: ca. 480 mVpp) gibt es mit T6 und T7 zwei Emitterfolger. Für ein sauberes Modulatorsignal ist dem Emitter von T7 ein Tiefpass nachgeschaltet, das beidseitig ca. 50 Ohm "sieht". T7 erhält seine Versorgungsspannung über T4, der durchgeschaltet ist, wenn 12V an Anschluss 5 (+12V TX) anliegt.


2.7.2  Produktdetektor und DSB-Modulator

Abb. 2.7.2: Produktdetektor und Modulator

Der Produktdetektor verwendet einen NE612 in Standardschaltung.

Anstelle eines sonst üblichen NE612 wird der nunmehr recht betagte MC1496 wegen der doch besseren Trägerunterdrückung eingesetzt [9]. Die Trägerunterdrückung wird mit dem 50k-Trimmer P7 ohne Audio-Ansteuerung optimiert (minimale DSB-Signalamplitude). Über den Eingang 3/9 (+12 V für Betriebsart CW) wird diese aus dem Lot gebracht, so dass für CW der Träger wieder zur Verfügung steht. Mit P8 lässt sich in Stellung CW die CW-Amplitude der DSB-Amplitude anpassen. Eine Stummschaltung des Mikrophonsignals für die Betriebsart CW wird im Mikrophonverstärker vorgesehen. Wegen des engen Layouts muss eine Drahtverbindungen vom Anschlusspin 9  zu Pin 3 (+12V CW) am besten auf der Platinenunterseite hergestellt werden.

Das DSB-Signal wird symmetrisch aus dem MC1496 entnommen und auf 50Ω mit einem auf der Primärseite resonanten Übertrager transformiert. Der in [5] gezeigte Breitbandübertrager zeigte im CW-Modus einen nicht  ganz sauberen Sinus. Der 3,6k-Widerstand zwischen +/- Out des MC1496 sorgt zusammen mit dem Windungsverhältnis 17:4 für die richtige Impedanztransfor­mation auf 49,8Ω. Mit dem Trimmer C22 wird der Kreis in Resonanz gebracht. Abgleich auf gleiche Amplitude für LSB und USB.

Wer es einfacher bei identischem LSB- und USB-Ausgang haben will, kann einen Breitband-übertrager verwenden. Im Mustergerät getestet wurde: Kern BN43-2402, primär 2x10 Windungen bifilar verdrillt, sekundär 3 Windungen. C21 und C22 entfallen. Für R25 wird 2,2kΩ eingesetzt. Mit dem Windungsverhältnis 2x10:3 wird die mit R25 erzwungene Primärimpedanz auf (3/20)2 * 2200 = 49,5Ω transformiert. Der Ausgangswiderstand des MC1496 mit 2x40kΩ laut Datenblatt ist hierbei vernachlässigbar. Nachteil ist die geringere DSB-Ausgangsamplitude von ca. 90mVpp gegenüber ca. 120mVpp beim o.g. Resonanzübertrager, DSB-Ausgang mit 50Ω abgeschlossen.

Abb. 2.7.3: DSB-Signal ca. 1 kHz, vertikal 50 mV (10:1-Tastkopf), horizontal 2 msec, DSB-Ausgang offen.


2.7.3  Bauteile, Platinen und Gehäuse

Transistoren: Anstelle der hier angegebenen BC849 (NPN) und BC859 (PNP) können hier wie auch an anderer Stelle andere Typen eingesetzt werden. ELEKTOR nennt diese TUN (Transistor universal NPN) und TUP (... PNP). Mit deren Transitfrequenz um die 300 MHz lassen sie sich auch gut im unteren HF-Bereich einsetzen. Gleiches gilt für die MOSFETs, z.B. BSS138 und 2N7002.  Es ist allerdings auf die Pin-Belegung zu achten.

Das beschriebene Modul ist auf einer doppelseitigen Platinen 100 x 52 mm passend zum Schubert-Gehäuse Nr. 6 [7] untergebracht. Die Ausführung ist komplett in SMD. Widerstände in der Bauform 1206, Kondensatoren in 0805, teilweise, wo Leiterbahnen zu überbrücken sind, in Bauform 1206. Was nicht passt, wird passend gemacht: An den bedrahteten Quarzen, Elkos und Trimmern wurden die Beinchen rechtwinklig abgebogen und zugeschnitten. Auch die Beinchen für die IC-Sockel werden nach außen umgebogen zum Auflöten. Da der MC1496 nur in der DIP-Bauform zu haben war, wurde auch für die restlichen IC diese Bauform gewählt. Bis auf den BFO-Eingang, den DSB-Ausgang  und die Audio-Ein-/Ausgänge werden alle Zuleitungen über 1n-Durchführungskondensatoren in das Gehäuse geführt.

Abb. 2.7.4: Die fertig bestückte Platine.


Referenzen

[1] Texas Instruments, SLOA093, Filter Design in Thirty Seconds
[2] Texas Instruments, SLOA058, A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection
[3] VE3RGW, A fool-proof VOX (von 1997, aber genial)
[4] Analog Devices, Datenblatt SSM2167
[5] W7ZOI et al, Experimental Methods in RF Design (EMRFD)
[6] http://www.QRPproject.de
[7] Schubert-Gehäuse: http://www.schubert-gehaeuse.de oder https://stecker-shop.net/
[8] http://www.distrelec.de
[9] http://www.qrpforum.de/index.php?page=Thread&threadID=1779&highlight=

           

Download                      

bfomodulatorproductdetector_schaltung.zip          

bfomodulatorproductdetector_platine.zip          

bfo-frequencies.zip


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