AD8307 Frequenzkompensation
Erstellt: DL6GL, 30.05.2017, letzte Änderung
Gemeinschaftsarbeit von DG1KPN und DL6GL.
Der logarithmische Verstärker AD8307 konvertiert HF-Eingangspegel in eine dB-lineare Ausgangsspannung mit einem nahezu konstanten Faktor von 25mV/dB im Eingangspegelbereich von etwa -60 bis +10dBm. Das macht er auch, mit einer Abweichung von kleiner ± 0,5dB von NF bis etwa 50MHz. Darüber werden die Abweichungen größer.
Das Datenblatt zeigt das:
Abb. 1: Frequenzgang nach AD8307-Datenblatt.
Die Frequenzkurven verlaufen zwischen -60 und 0dBm bei den gezeigten Frequenzen linear und weitgehend parallel zueinander. Der Abstand zwischen dem 10MHz- und dem 500MHz-Verlauf ist ca. 180mV bei 0dBm, was mit dem Konversionsfaktor 25mV/dB etwa 7,2dB ausmacht.
Naheliegend wäre es daher, mit einer geeigneten Eingangsbeschaltung für eine Frequenzkompensation zu sorgen, die den Verstärkungsverlust im oberen Frequenzbereich ausgleicht. Nebenbedingung dabei: Bewahrung der Eingangsimpedanz von real 50Ω bzw. Eingangs-SWR ~1 über den gesamten Frequenzbereich.
Zwei im Netz oft zitierte Ansätze haben wir dazu untersucht, den von Wes Hayward, W7ZOI, und Bob Larkin, W7PUA [1] und den von Thomas Scherrer, OZ2CPU [2]. Daneben stellen wir im Folgeabschnitt unseren Vorschlag.
1 HF-Messkopf mit einem AD8307 (DG1KPN & DL6GL)
Bei dem hier auf dieser Website beschriebenen Messkopf zum HF-Powermeter war unsere Idee, die Eingangsimpedanz des AD8307 von 1,1kΩ parallel mit 1,4pF nach Datenblatt über einen möglichst weiten Frequenzbereich auf real 50Ω zu transformieren. Die Frequenzgangkorrektur für festgelegte Frequenzen haben wir in das Powermeter verlagert.
Abb. 2: Eingangsbeschaltung DG1KPN & DL6GL.
Wie spätere Messungen zeigten, wird die Kompensation der Eingangskapazität mit einem L3 = 3,3nH noch besser.
Abb. 3: Frequenzgang der Eingangsbeschaltung DG1KPN & DL6GL.
Gemessen wurde die Abweichung zwischen der Anzeige des bei 50MHz (doch nicht ganz exakt) kalibrierten Powermeters und dem tatsächlichen Eingangspegel. Den Eingangspegel haben wir mit einem kalibrierten kommerziellen Powermeter bestimmt, verbunden über einen 6dB-Powerdivider. Der Verlauf ist annähernd linear. Angepasst wurden die Messpunkte mit einem Polynom zweiten Grades. Am oberen Ende liegt die Abweichung in der Nähe der oben geschätzten 7,2dB.
Zum Vergleich mit den nachfolgenden Messungen hier noch der S11-Chart aus unserem o.g. Artikel:
Abb. 4: Mit dem VNWA gemessenes S11 der Eingangsbeschaltung DG1KPN & DL6GL.
Mit dem für uns wider Erwarten enttäuschenden Ergebnis des Vorschlags von W7ZOI & W7PUA im Folgeabschnitt haben wir der Vollständigkeit halber die jeweiligen Eingangsschaltungen, Nominalwerte angenommen, mit RFSIM99 simuliert, um zumindest qualitativ unsere Messergebnisse zu untermauern.
Abb. 5: RFSIM99-Simulation der Eingangsbeschaltung DG1KPN & DL6GL.
2 HF-Messkopf mit Frequenzkompensation nach W7ZOI & W7PUA
Abb. 6: Eingangsbeschaltung W7ZOI & W7PUA [1].
R1 und R2 stellen zusammen mit dem Eingangswiderstand des AD8307 von 1,1kΩ eine 50Ω-Anpassung her. C2 parallel mit R2 reduzieren als Hochpass den hochfrequenten Abfall der Kennlinie. L1 kompensiert die Eingangskapazität des AD8307.
Abb. 7: Frequenzgang der Eingangsbeschaltung W7ZOI & W7PUA.
Zum Vergleich ist der Verlauf unserer Variante (Abb. 3, blau) mit eingezeichnet. Anders als in Fig. 2 des Artikels [1], die eine durchaus gelungene Frequenzkompensation zeigt, konnten wir dies in unserem Testaufbau nicht nachvollziehen. Die Gegenprobe mit dem VNWA zeigt ebenfalls unbefriedigende Ergebnisse.
Abb. 8: Mit dem VNWA gemessenes S11 der Eingangsbeschaltung W7ZOI & W7PUA.
Abb. 9: RFSIM99-Simulation der Eingangsbeschaltung W7ZOI & W7PUA.
Der recht flache S21-Verlauf (rot) lässt eine Kompensation des Verstärkungsabfalls des AD8307 zu hohen Frequenzen hin nicht erwarten und macht den weitgehend vergleichbaren Frequenzgang in Abb. 7 zu unserer nicht kompensierenden Schaltung plausibel. Mit Variation von L1 von 10 nach z.B. 33nH in RFSIM99 ließ sich das S21 am oberen Frequenzende nach oben in Richtung der gewünschten Frequenzkompensation bewegen. S11 wird dabei aber noch etwas schlechter. Im tatsächlichen Aufbau von W7ZOI ([1], erster Link) sind allerdings zwei Windungen zu erkennen, die bei einem Innendurchmesser von 4,8mm etwa 20nH ergeben müssten.
3 HF-Messkopf mit Frequenzkompensation nach OZ2CPU
Etwas "listiger" ist OZ2CPU vorgegangen, indem er an den Eingang einen ~30dB-Abschwächer gelegt hat. Dieser schirmt den Messeingang von der Eingangsimpedanz des AD8307 ab und stellt damit ein gutes Eingangs-SWR sicher. Die Frequenzkompensation besorgen C13, R14 und L1.
Abb. 10: Eingangsbeschaltung OZ2CPU.
Abb. 11: Frequenzgang der Eingangsbeschaltung OZ2CPU.
Die Kompensation ist mit einer Abweichungsspanne von kleiner als 2dB als gelungen zu bezeichnen.
Abb. 12: Mit dem VNWA gemessenes S11 der Eingangsbeschaltung OZ2CPU.
Die VNWA-Messung bestätigt die Güte der Kompensation mit wirklich ansehnlichen Werten, was auch die Simulation erwarten lässt.
Abb. 13: RFSIM99-Simulation der Eingangsbeschaltung OZ2CPU.
Der deutliche Anstieg von S21 ab ca. 80MHz deutet auf eine wirksame Frequenzkompensation hin. Die Wirkung des Eingangsabschwächers ist an dem bis 50MHz schnurgeraden S11 zu erkennen.
4 Fazit
Die Variante von OZ2CPU ist der klare Favorit, allerdings mit dem Nachteil der beträchtlichen Signaldämpfung, die für den oberen Kalibrierungspunkt eine ansehnliche Eingangsleistung nötig macht und die untere Nachweisgrenze nach oben verschiebt.
Enttäuschend ist das Ergebnis des Schaltungsvorschlags von W7ZOI & W7PUA. Ob es am "dead bug style" liegt, der in [1], erster Link, zu bewundern ist, wir aber eine durchkontaktierte Platine in SMD-Technik (Aufmacherbild oben) verwendet haben, lässt sich nicht klären. Die Zufälligkeiten des jeweiligen Aufbaus haben sicher Auswirkung auf die Funktion des Eingangsnetzwerkes am oberen Frequenzende, wie unsere Spielereien mit den Komponentenwerten in RFSIM99 nahelegen. L1 ist entgegen der Angabe in Fig. 1 des Artikels offenbar mit zwei statt mit einer Windung realisiert.
Unser in Abschnitt 1 gezeigter Ansatz beschränkt sich auf die Anpassung an die niederfrequente Eingangsimpedanz des AD8307 von 1.1kΩ || 1,4pF und verzichtet auf eine Frequenzkompensation, die im Nachgang im zugehörigen Powermeter vorgenommen wird. Der fast lineare Verlauf der Frequenzabweichung (Abb. 3) ermöglicht zur Not auch Interpolationen für nicht gemessene Frequenzen. Die Relation zwischen Aufwand und Nutzen passt damit für unsere Zwecke.
Auf einen Vorschlag von Günther Fromhagen, DK8OH, [4] und Simulation in Abb. 14 unten, ist noch aufmerksam zu machen. Seine Messungen zeigen eine ausgezeichnete Frequenzkompensation, was im Hinblick auf die Simulation etwas überraschend erscheint.
Übrigens, RFSim99 V1.05 läuft auch unter Windows 10 64Bit
Allerdings nur mit einem Trick, für den man noch einen WinXP-Rechner braucht. Win7 und Win10 können die Installationsroutine nicht verarbeiten.
RFSim99.exe auf einem WinXP-Rechner installieren.
Den kompletten Installationsordner, i.a. C:\Programme\RFSim99\, mit einem USB-Stick in den Win10-PC kopieren, i.a. C:\Programme (x86)\.
Dort Doppelklick auf RFsim99.exe, und los geht's.
Hier zum Beweis die simulierte Variante von DK8OH mit korrigierter Ausgangsimpedanz:
Abb. 14: RFSIM99-Simulation der Eingangsbeschaltung DK8OH mit Win10 64Bit.
Die Eingangsanpassung gelingt mit einem S11=15,5dB bei 500MHz in der Simulation nicht mehr so recht. Die Simulation in [4] mit einer Ausgangsimpedanz von real 50Ω und Skalierungen 20LOG(V) für S11 und S21 lässt das Verhalten besser erscheinen als in Abb. 14.
Referenzen
[1] Simple RF-Power Measurement, W7ZOI & W7PUA, QST 06/2001
Es gibt davon Kopien im Web. Unklar, ob die legal sind. Bitte selber suchen.
http://w7zoi.net/pmtr-build.html
http://w7zoi.net/Power%20meter%20updates.pdf
[2] Digital Wattmeter, http://www.webx.dk/oz2cpu/radios/miliwatt.htm
Elektor Electronics 10/2002
Weitere hier nicht näher untersuchte Beispiele:
[3] http://www.qsl.net/d/dh7uaf/forum/VIEWTOPIC1A03.HTM?t=1352&postdays=0&p…
[4] http://guenther-fromhagen.homepage.t-online.de/USB_Messplatz_HAM_RADIO_…